在電源網(wǎng)論壇里，就存在這樣一些人，他們時常能DIY出被網(wǎng)友們稱之為的經(jīng)典設計，出于大家能夠共同學習的目的，小編抓住了難得的機會，整理了這些經(jīng)典帖，供分享學習。

本文設計分享來自“mko145”的精華帖。--------小編語

前幾天寫了個貼子， 討論了一下 RCD公式計算出的電阻值與實際的參數(shù)為什么相差很大。(有興趣的朋友請參看：談談 RCD 的計算結果為何與實驗參數(shù)出入很大 )

其中有朋友提出討論一下 “RCD線路中的二極管D的選擇問題”。 對于二極管的選擇，相信大多數(shù)工程師都很有經(jīng)驗。壇子里相關的討論不算多(當然這也不是個重要的問題)。后來做了些實驗，在這和大家分享一下，有興趣的朋友請一起討論。

在上個帖子里談到：計算誤差大的其中一個原因是二極管的開關速度不夠快(即便是快速恢復二極管)。各大 IC 公司的公式大都是基于這樣一個假設——即二極管是理想的開關，正向?qū)〞r間是0，反向恢復時間也是0。于是由初級漏感而引起的所有的能耗都消耗在了電阻Rsn上。由這個公式計算出來的電阻數(shù)值比起實際的參數(shù)通常要小很多。

大家可能會有這樣的經(jīng)驗 - 選擇越慢的二極管(反向恢復時間長)，則這個計算的誤差就越大。 比如說在談談 RCD 的計算結果為何與實驗參數(shù)出入很大 中的例子里，用的是反向恢復實際只有75nS的超快恢復二極管 UF4007。 假如用恢復速度慢些的二極管， 那么情況會大不一樣了?，F(xiàn)在有的線路中使用開關速度很慢1N4007。 在之前的帖子中，我沒有提到用慢速二極管而造成的計算誤差，是因為如果使用1N4007，那么就不用算了。因為誤差會大到“計算本身完全失去了意義”。給大家一個直觀的例子 - 在上個帖子的例子中計算出的電阻數(shù)值是33K， 如果二極管用1N4007的話，實際上270K的電阻就可以了。

說起二極管的開關特性，大家都會想到“二極管的反向恢復時間”。這也是衡量一個二極管開關速度的主要參數(shù)。大家對此都很熟悉。不過，下面我想先談談二極管的正向恢復時間：

對于“二極管正向恢復時間”，好像關心的人很少。電源網(wǎng)的壇子里似乎也沒有相關的帖子。相反，在“世紀電源”的論壇里，關于這個話題曾經(jīng)有過“熱鬧的”辯論。有人認為“正向恢復只是書本上一個概念”。

讓我們先來看一下反激電源MOS管Vds 的波形。一般的RCD計算的資料中的圖形是這樣的：

上面的波形是理想的樣子，把二極管看成了一個理想的開關。很多講RCD計算的AN里都是這樣的。而實際上的波形會有些不同，比如說我之前的帖子中的例子。波形是下面的樣子：

實際的波形非但遠沒有理想的波形漂亮，還有一個很高的尖峰。這個尖峰超過50-60V。單憑這一點計算公式就有了很大誤差了。

下面的圖中，藍色的是二極管UF4007的正極波形，黃色是二極管的負極：

由圖中看到二極管在Vds上升后，并沒有能很快地導通。在開始的幾十至一百ns內(nèi)，二極管的正向?qū)妷河袔资甐之多。幾十V的正向電壓 - 換句話說也就是二極管沒有導通。

后來終于也有人開始正視這個問題了，比較近期的資料上已經(jīng)清楚的標出了這個由于二極管正向?qū)ㄑ訒r而造成的尖峰。

大多數(shù)的二極管制造商都不會在 datasheet 中給出這個“正向恢復時間”的參數(shù)。于是大家也一直覺得相對于反向的恢復時間，正向?qū)ㄊ窍喈斂斓?，可以忽略不計。事實上，在某些快速開關的場合，這個參數(shù)還是要考慮的。像LINEAR的這個AN中提到的：

Diode Turn-On Time Induced Failures - an122f

也不是所有的二極管規(guī)格書中都沒有提到“正向恢復”這個參數(shù)，還是讓我找到了一個 - ON Semi 的：

MUR260-D 

在 MUR260 的規(guī)格書中給出的正向恢復時間是50ns。看來比UF4007要快。

這里并不想深入討論“正向恢復”這個參數(shù)。由于這個參數(shù)會對RCD的線路多少有些影響，所以想比較一下不同開關速度的二極管的正向?qū)ㄌ匦缘牟町悺? 以下的例子中還是用“ 談談 RCD 的計算結果為何與實驗參數(shù)出入很大 ”中的反激電源為例：

上圖中是用三種不同開關速度(反向恢復時間)的二極管UF4007、FR107和1N4007 來作比較?？梢园l(fā)現(xiàn)其正向恢復時間是差不多的。如果真的要仔細比較的話，那么UF4007 好像要導通的稍微慢一點。

上面各波形對應的RCD參數(shù)如下：

那么如果電阻 Rsn =39K 和電容 Csn = 10nF 不變，而只改變二極管呢?

由上面的圖中看出 - 鉗位電壓Vsn隨著二極管的反向恢復時間的加長而顯著下降。

使用反向恢復時間長的二極管(其作用)：

1. 可以使鉗位電壓 Vsn 降低。

2. 1N4007不但能降低 Vsn，還大大降低了初級漏感Llk與 MOS 管 Coss諧振的幅度(有利于改善EMI)。

看一看實驗中的這幾種最常用的的二極管的反向恢復時間：

對于 UF4007 和 FR107， 看了一些廠家的 datasheet， 其反向恢復時間是完全一樣的。 然而，1N4007 就不同了。像Good Ark 的 1N4007 ，反向恢復時間 Trr只有 2us(還是比較快的)， 但通用半導體的1N4007有 30us 之多。還有的廠家沒有注明反向恢復時間的，可能比30us還要長。

所以 PI 的資料中講，不要用沒有標明反向恢復時間的 1N4007。

上面實驗中用的1N4007，我手上沒有規(guī)格書。無從知道反向恢復時間Trr是多少， 只能自己測一下了。

參考別人規(guī)格書中的 Test Setup，

我用的數(shù)值和上圖中的參數(shù)不是完全一樣，但接近。

由于開關的原因，有些noise。但不影響測量

實際測得的反向恢復時間大概是2us， 還不錯。

下面來看看反向恢復時間 Trr 為什么會對 RCD 的鉗位電壓有影響。

圖中藍色線為二極管UF4007(+)的電壓波形，也就是Vsn。黃色線為二極管(-)，或者說是電容 Csn上的電壓。(示波器的地接 Vin)

1. 圖中二極管正向?qū)ê髮﹄娙軨sn充電，至A點充電完成。之后二極管正極電壓開始低于負極電壓，二極管反向。

2. 由于UF4007的反向恢復時間有 75ns，在這段時間內(nèi)二極管可以看成一個動態(tài)變化的電阻(阻值由小變大)。圖中的黃色線，實際上是電容 Csn上的電壓。可以看出在A點到B點的這段時間，電容上的電壓有明顯的下降，也就是放電。

3. 這個放電的速度比通過電阻 Zsn的正常放電速度要快很多。顯然，是通過二極管放的電。

上面的例子里用的是超快恢復的 UF4007，可以想見如果是慢些的 FR107，或者更慢的1N4007，那么放電是時間會更長、等效的動態(tài)電阻也越小 。 鉗位電壓Vsn 自然要更低了。

接下來分析一下第4帖中的使用三種開關速度不同的二極管的 RCD鉗位電路中，電阻Rsn上的能耗。

參數(shù)分別如下：

圖一　　Vsn = 212V　　D = UF4007;　　C = 10N;　　R = 39K;　　　VCsn = 119V

圖二　　Vsn = 213V　　D = FR107;　　　C = 10N;　　R = 120K;　　VCsn = 139V

圖三　　Vsn = 212V　　D = 1N4007;　　C = 10N;　　R = 270K;　　VCsn = 122V

由上面的參數(shù)可以算出 RCD 鉗位線路電阻上的功耗分別是 0.36W、0.16W 和 0.055W。三組線路得到的鉗位電壓 Vsn 大致一樣。如果能量全部被 RCD 吸收的話，那么電阻Zsn 上的功耗也應該基本一致。但是實際測量和計算出的結果不是這樣的 ~

原因很顯然 - 電容 Csn上的能量經(jīng)二極管(反向)放掉了一部分。對于1N4007的電路來說，是放掉了很大的一部分。

能量去了哪里呢? 讓我們先來看看“西安科技大學劉樹林教授”的分析 ~ (摘自：電源網(wǎng)技術文章分享——RCD鉗位電路 )

5)t4-t5階段。t4時刻，二極管D1已關斷，但由于開關管漏源寄生電容Cds的電壓UDS=Ui+UCP>Ui，將有一反向電壓加在變壓器原邊兩端，因此，Cds與變壓器原邊勵磁電感Ls及其漏感Llk開始諧振，其能量轉(zhuǎn)移等效電路如圖2(e)所示。諧振期間，開關管的漏源電壓UDS逐漸下降，儲存于Cds中的能量的一部份將轉(zhuǎn)移到副邊，另一部分能量返回輸入電源，直到t5時刻諧振結束時，漏源電壓UDS穩(wěn)定在Ui+Uf。由于此階段二極管D1關斷，鉗位電容C1通過電阻R1放電，其電壓UC將下降。結合圖1和圖2進行分析可知：如果反饋電壓大于鉗位電容電壓，則在整個開關關斷期間，回饋電壓一直在向RCD鉗位電路提供能量，而該能量最終將被電阻R1消耗，因而將產(chǎn)生巨大的損耗。

先來把圖重新畫一下，看的舒服一些。

上面劉教授的分析中，是假設二極管沒有反向恢復時間的理想元件。而實際上反向后的二極管在一段時間內(nèi)(Trr)，等效成一個動態(tài)變化的電阻。見下圖

在電容 Coss 對初級漏感 Llk放電的同時，Csn 也通過Dsn向漏感放電。

于是原本只有 Coss 和 Llk 參與的諧振，在初始的階段實際上 Csn 也參與了進來。同時也帶來了 Csn上部分能量。

劉教授講 - “諧振期間，開關管的漏源電壓UDS逐漸下降，儲存于Cds中的能量的一部份將轉(zhuǎn)移到副邊，另一部分能量返回輸入電源”。

根據(jù)此說法，如果諧振的能量能夠一部分轉(zhuǎn)移到次級，那么電源整體的效率是不是會提高呢?

答案是肯定的 ~ 由實驗的結果看出 - 鉗位電壓Vsn相同的情況下，使用反向恢復越慢的二極管， 電源的效率就會越高。 二極管上的功耗會相應地大一些，但溫度并不是高很多。

劉教授關于Cds(Coss)能量的分析中“另一部分能量返回輸入電源 ”的說法，我不大認同。如果撇開次級不看，初級部分就是一個漏感 Llk、電容 Coss和輸入電源的串聯(lián)電路。對于AC來說，電源 Vin相當于短路。諧振的能量是不能返回輸入電源 Vin的。 用 Pspice 線路仿真驗證一下。

諧振的幅度沒有減小，也就是說 - 能量沒有轉(zhuǎn)移輸入電源。次級方面呢?

反向恢復慢的二極管 1N4007 在 RCD 線路中應用，抑制了初級漏感上的能量引致的諧振(振鈴現(xiàn)象) -

1. 有助于減小次級輸出的電壓波動。

2. 大大地減小 1MHz ~ 十幾MHz間的 EMI 噪聲。

Effects of Fast vs. Slow Diodes in Clamp Circuit A slow reverse recovery diode (>1 us) reduces the feedback voltage ringing and improve output regulation. Using a fast diode(500 ns) increases the amplitude of ringing which can result in increased output ripple. In Figure 15 the (larger) ring amplitude when using a FR104 diode represents up to an 8% error in the sampled voltage over the time period 2.5 us to 3.1 us.

下面摘自 ON Semi的 AN8461

There is a difference in ringing (and subsequently in radiated EMI) depending on usage of TVS clamp or the RCD clamp with the “slow” 1N4007. Figures 7 and 8 show the difference in ringing voltages between the two implementations, under the same input voltage and load conditions. The ringing peak to peak voltage is 226 V in case of use the TVS. This high amplitude of ringing is decreased by the usage of RCD clamp, where the ringing peak?to?peak voltage is only 106 V. This approach significantly reduces the EMI noise in frequency band from 1 to 10 MHz.

上面介紹了反向恢復慢的二極管(1N4007) 應用于 RCD鉗位線路的諸多好處： 效率高、鉗位電壓低、抑制振鈴、有助于減小 EMI 等等 ........ 那么是不是 1N4007 那里都可以用呢 ?

1. 由于反向恢復時間長，1N4007上的反向電流相對會大、發(fā)熱也多，尤其是在開機、過載或是輸出短路的時候。相對的電源可靠性要差， 所以在小功率的場合用的比較多。

2. 反向恢復的時間不能太長。只能用 Trr 大概是 2us左右 的 1N4007。(PI 的資料上講)規(guī)格書上沒有指定反向恢復時間的二極管不能用。

3. 在頻率比較高、CCM模式占空比大的情況下要格外注意。 一旦二極管反向恢復太慢，在還沒有完全截止的時候， MOS再次導通。會有可能造成二極管損壞，進而破壞整個電源系統(tǒng)。

下面總結了一下不同開關速度的二極管用于 RCD鉗位電路的性能對比。