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5. 離線(xiàn)式反激式變換器的系統(tǒng)設(shè)計(jì)

本節(jié)將討論離線(xiàn)式反激變換器的電路元件參數(shù)選取和變壓器設(shè)計(jì)，重點(diǎn)介紹變壓器的設(shè)計(jì)。

5.1 保險(xiǎn)絲和負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻

反激式變換器的輸入端通常串聯(lián)保險(xiǎn)絲盒一個(gè)標(biāo)稱(chēng)阻值幾歐到幾十歐的負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻(NTC)，保險(xiǎn)絲的作用顯而易見(jiàn)，在電路出現(xiàn)短路或者過(guò)流時(shí)，為整個(gè)電路提供最 后一道保護(hù)屏障。負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻則在電路啟動(dòng)時(shí)起到了減小浪涌電流的作用。當(dāng)輸入 端接通電源時(shí)，對(duì)于沒(méi)有 PFC 功能的電路，輸入濾波大電容將造成輸入端出現(xiàn)大的浪涌電 流，接入 NTC 后，由于啟動(dòng)瞬間 NTC 溫度較低，阻值較大，有效抑制了浪涌電流。隨著電 源的工作，NTC 流過(guò)電流發(fā)熱，阻值減小，NTC 造成的線(xiàn)電壓損耗也隨之降低。

由于保險(xiǎn)絲和熱敏電阻都屬于阻性元件所以選取時(shí)根據(jù)有效值電流計(jì)算。例如圖七所 示的電路中，輸出 5V/2A，預(yù)估效率 75%，我們首先計(jì)算出電源輸入端的最大有效值電流：

那么，我們選擇保險(xiǎn)絲的時(shí)候，要求額定電流大于這個(gè)值，考慮到浪涌電流對(duì)保險(xiǎn)絲壽命的 影響，我們通常選擇額定電流比這個(gè)值大數(shù)倍的保險(xiǎn)絲。另外需要注意的是保險(xiǎn)絲的額定電壓，如果選擇的保險(xiǎn)絲額定電壓低于電源最高輸入電壓，可能造成保險(xiǎn)絲的兩極之間出現(xiàn)拉 弧現(xiàn)象。例如圖六中選擇了 1A/250V 的保險(xiǎn)絲。

對(duì)于熱敏電阻，我們首先需要了解穩(wěn)定情況下的阻值，然后根據(jù)阻值和最大有效值電 流得出電阻上的功耗，最后選取額定功率大于計(jì)算值的電阻。對(duì)于小功率的開(kāi)關(guān)電源，通常 省去了熱敏電阻。

5.2 共模電感和安規(guī) X 電容的選取

共模電感和安規(guī) X 電容一起組成了共模濾波器。在開(kāi)關(guān)電源中，這兩者的參數(shù)相對(duì)變化較小。對(duì)于共模濾波器電感，電感量在幾 mH 到幾十 mH，一般情況下，功率越大時(shí)，共模 電感的電感量越小。安規(guī) X 電容恰恰相反，功率越大時(shí)，該電容的容量通常越大。安規(guī) Y 電容的容量一般在 100nF 到幾百 nF。

共模電感和安規(guī) X 電容的具體參數(shù)很難通過(guò)公式計(jì)算，通常應(yīng)用中，依據(jù)經(jīng)驗(yàn)值大概 確定電感量和電容量的大小，然后在測(cè)試者對(duì)參數(shù)調(diào)整。共模電感選取的另一個(gè)要點(diǎn)是保證 輸入電流不會(huì)導(dǎo)致磁芯的飽和。對(duì)于成品化的共模電感，可以提供輸入功率等參數(shù)進(jìn)行選購(gòu)。 

5.3 輸入整流二極管的選擇

市電輸入一般為 50Hz 或 60Hz 的工頻信號(hào)，輸入整流二極管一般為高壓 PiN 二極管， 因此二極管的功耗主要是導(dǎo)通損耗。導(dǎo)通損耗等于二極管的正向壓降與正向平均電流的乘積，對(duì)于交流正弦輸入和全橋整流的應(yīng)用，平均二極管電流等于有效值電流乘以正弦因子， 計(jì)算公式如下：

所以理論上計(jì)算得到所需的二極管最大整流電流只需大于 75mA。但是考慮到額定電流 更大的二極管發(fā)熱更低，并且在大的輸入濾波電容作用下，流過(guò)整流二極管的電流波形為尖 脈沖，為了增加二極管的壽命和可靠性，通常選擇額定電流遠(yuǎn)大于計(jì)算所得到的最大平均電 流。整流二極管的另一個(gè)重要參數(shù)是最大反向工作電壓，橋式整流中，二極管承受的最大反 向電壓即市電輸入最高電壓。在實(shí)際應(yīng)用中，為了安全起見(jiàn)，一般選擇最大方向工作電壓為 市電最高輸入電壓 2 倍的二極管。圖七所示的電路中選取了 1A/600V 的整流橋。

5.4 輸入濾波電容的選取 

輸入濾波電容使整流后的半正弦信號(hào)變?yōu)橄鄬?duì)平坦的直流電，電容量的大小決定了直流的平坦度。假設(shè)充放電階段電容上的電壓都是線(xiàn)性變化的，我們可以得到圖九所示的波形。 一個(gè)周期內(nèi)，在 AB 段，市電通過(guò)整流二極管向電容充電，電容上的電壓上升，在 BC 段， 電容向后級(jí)負(fù)載放電，電容上的電壓下降。電容上的電壓周期性地波動(dòng)，周期為工頻周期的 一半。

圖九 電容上的直流電壓波形 輸入濾波電容上的電壓即變換器的輸入電壓，為了較為準(zhǔn)確地得到變換器輸入直流電壓 的范圍，我們需要計(jì)算電容上電壓的波動(dòng)值。我們假設(shè)一個(gè)周期內(nèi)電容的充電時(shí)間為 Tch， 并且規(guī)定充電時(shí)間占周期時(shí)長(zhǎng)的百分比 Dch，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，Dch 一般取 0.2 到 0.3，我們得到如下的計(jì)算過(guò)程：

其中，I 表示電容后接負(fù)載的平均電流，在電容上電壓波動(dòng)不大的情況下，我們通過(guò)下 式估算：

其中 Pin 為反激變換器的輸入功率，等于輸出功率與系統(tǒng)效率的比值。最后我們得到電 容上電壓波動(dòng)范圍計(jì)算式如下：

其中 fin 表示工頻頻率，50 或 60Hz，η為系統(tǒng)的效率。從上面的計(jì)算可以看出，變換器 輸入直流電壓的波動(dòng)正比于輸入功率，反比于輸入電容容量。對(duì)于離線(xiàn)式反激式變換器，一 般按照每 W 輸出功率 2—3μF 選取輸入濾波電容。在確定輸入濾波電容容量后，就可以得 到變換器的輸入直流電壓范圍。例如，對(duì)于圖七所示電路，輸入 85V—265V 交流市電，預(yù) 估效率為 0.75，取 Dch=0.2，得到如下計(jì)算結(jié)果：

5.5 變壓器的設(shè)計(jì)

變壓器是開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中的難點(diǎn)和重點(diǎn)，變壓器參數(shù)是否合適對(duì)整個(gè)電源的效率、紋波、輻射等方面有重要影響。反激式變換器的變壓器實(shí)際是一個(gè)耦合電感，它傳遞的是電流信號(hào)， 因此匝比和輸出電壓沒(méi)有直接關(guān)系，但是匝比會(huì)影響初級(jí)開(kāi)關(guān)管和次級(jí)輸出二極管的電壓電 流應(yīng)力。

如果不考慮漏感尖峰電壓，那么關(guān)斷期間開(kāi)關(guān)管承受的最大電壓等于輸入最大直流電 壓加上次級(jí)反射電壓，輸出電壓一定時(shí)，變壓器匝比越大，反射電壓越高。另一方面，開(kāi)關(guān) 閉合導(dǎo)通期間，次級(jí)輸出二極管承受的反向電壓為初級(jí)反射電壓加上輸出電壓，變壓器匝比 越大，初級(jí)反射電壓越高，二極管承受的反向電壓也就越高。所以匝比的選取需要綜合考慮 開(kāi)關(guān)管和輸出二極管的電壓應(yīng)力。

5.5.1 確定最大占空比

在實(shí)際應(yīng)用中，初級(jí)開(kāi)關(guān)管的耐壓通常是比較固定的，而次級(jí)輸出二極管的選擇則可以比較靈活，所以我們?cè)谙旅娴脑O(shè)計(jì)過(guò)程中從開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力這一角度考慮。 考慮輸入電壓最小時(shí)，對(duì)應(yīng)最大的占空比，從第二節(jié)占空比的關(guān)系式可以得出次級(jí)反

射電壓與占空比存在如下關(guān)系：

前面提到過(guò)，一般限定最大占空比不超過(guò) 0.5，在這里我們?nèi)?0.45(這是計(jì)算時(shí)最常用 的值)的話(huà)，得到圖七所示電路中初級(jí)反射電壓為：

不考慮漏感尖峰時(shí)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力為：

圖六所示電路中 RM6203 內(nèi)部開(kāi)關(guān)管的耐壓為 700V，所以余量是比較充足的。通常情 況下，我們?yōu)殚_(kāi)關(guān)管的耐壓流出 20%左右的余量，例如耐壓 600V 的開(kāi)關(guān)管，一般將電壓應(yīng) 力控制在 480V 左右。留有的余量過(guò)小，將會(huì)導(dǎo)致尖峰抑制電路的設(shè)計(jì)變得非常困難。如果 求出的電壓應(yīng)力過(guò)大，就應(yīng)該通過(guò)減小最大占空比重新計(jì)算。

5.5.2 確定變壓器初級(jí)電感量

前面提到，反激式變換器的變壓器可以看做是耦合電感，初級(jí)電感量是變壓器最為重要的參數(shù)之一，它直接影響電流紋波和變換器的工作模式。 根據(jù)第一節(jié)的關(guān)系式，初級(jí)電感量滿(mǎn)足如下關(guān)系：

其中 fsw 為開(kāi)關(guān)頻率。而電感中變化的電流與電感平均電流之間有如下關(guān)系：

圖十一 初級(jí)電感電流波形圖

如圖十一重新給出初級(jí)電感電流波形，如果一個(gè)周期中開(kāi)關(guān)閉合期間，全部輸入能量存儲(chǔ)在初級(jí)電感中，那么輸入功率可以按如下關(guān)系求得：

由上面三個(gè)式子綜合得出初級(jí)電感量可以通過(guò)如下關(guān)系式求得：

前面提到過(guò)，對(duì)于最大輸出功率時(shí)對(duì)應(yīng)連續(xù)工作模式的反激式變換器，KRF 取在 0 到 1 之間，而在實(shí)際應(yīng)用中，對(duì)于 85-265VAC 輸入的應(yīng)用，KRF 通常在 0.3-0.6 之間選取，取 值越大，電流紋波越大。

仍然以圖七中電路為例，取 KRF=0.4，計(jì)算得到初級(jí)電感量如下：

其中 RM6203 的開(kāi)關(guān)頻率為 60KHz。

5.5.3 確定磁芯體積

磁芯的選取應(yīng)同時(shí)考慮磁芯截面積 Ae 和磁芯的窗口面積 Aw，常用的經(jīng)驗(yàn)公式如下(摘 自飛兆半導(dǎo)體《采用 FPS 的反激式隔離 AC-DC 開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)指南》)：

上式中，Bmax 為磁芯最大磁通密度，必須小于飽和磁通密度，對(duì)于一般的鐵氧體磁芯， 飽和磁通密度在 0.39T 左右，這里選取最大磁通密度 Bmax 為 0.3T-0.35T 之間。式中用到了 開(kāi)關(guān)管的峰值電流和有效值電流兩個(gè)參數(shù)，在離線(xiàn)式反激式變換器中，開(kāi)關(guān)管電流波形和初 級(jí)電感電流波形一致，因此，這兩個(gè)參數(shù)也就是初級(jí)電感峰值電流和有效值電流。

從圖十一中可以看出，初級(jí)電感峰值電流由下式求得：

需要注意的是，根據(jù)上述計(jì)算得到的 Ap 值只是一個(gè)起點(diǎn)，實(shí)際選取磁芯的 Ap 值一般會(huì) 比這個(gè)值大，甚至大很多。在工程應(yīng)用中，輸出功率和開(kāi)關(guān)頻率確定的情況下，相應(yīng)的磁芯 體積也就大致確定了。圖七所示電路中的變壓器實(shí)際使用了 EE20 型磁芯，Ae=39mm2，Aw=63mm2，Ap=39*63=2457mm4。

5.5.4 確定匝比和初次級(jí)匝數(shù)

磁芯選定后，根據(jù)第 4 節(jié)的關(guān)系式，我們知道，當(dāng)電感量、磁芯面積和電流一定時(shí)，匝數(shù)越多，磁芯的磁通密度越小。初級(jí)繞組在峰值電流處達(dá)到最大的磁通密度，因此可以求 出初級(jí)線(xiàn)圈所需的最少匝數(shù)，計(jì)算關(guān)系式如下：

Bmax 為磁芯工作時(shí)的最大磁通密度，為了防止磁芯飽和，Bmax 必須小于飽和磁通密度Bsat。對(duì)于常用的功率鐵氧體，飽和磁通密度一般為 0.35-0.39T。Bmax 的取值越小，磁芯損耗也越小。具體計(jì)算過(guò)程中應(yīng)注意單位，其中 L 的單位為 H，Bmax 單位為 T，Ae 單位為 m2。

對(duì)圖七所示電路，取 Bmax 為 0.28T，計(jì)算初級(jí)繞組線(xiàn)圈匝數(shù)為：

在 5.5.1 中，通過(guò)設(shè)定最大占空比求得了次級(jí)反射電壓 Vor，由于次級(jí)反射電壓和次級(jí) 電感電壓服從匝比關(guān)系，因此匝比由以下公式計(jì)算：

實(shí)際應(yīng)用中，取整數(shù)值 11 或者 12。二極管的正向壓降 VD 根據(jù)二極管的類(lèi)型選取，對(duì) 于反向耐壓 40V 以?xún)?nèi)的肖特基二極管，取 0.5V;對(duì)于反向耐壓大于 40V 的肖特基二極管， 取 0.7V-1V;對(duì)于快恢復(fù)二極管，取 1V-1.5V。

初級(jí)繞組匝數(shù)和匝比確定后，就可以算出次級(jí)繞組匝數(shù)，對(duì)圖七所示電路，取匝比 11 和 12 時(shí)分別有：

果選取匝比 11，得到的次級(jí)繞組匝數(shù)不為整，此時(shí)可以適當(dāng)增加初級(jí)繞組匝數(shù)，例 如將初級(jí)增加到 99T 時(shí)，次級(jí)可以取 9T。下面我們?nèi)匀话凑赵驯?12 來(lái)計(jì)算。

得到了初級(jí)和次級(jí)匝數(shù)后，需要進(jìn)一步求得輔助供電繞組的匝數(shù)。如果次級(jí)不止一組， 還要求出次級(jí)其它繞組的匝數(shù)。開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間，所有的次級(jí)繞組電壓服從匝比關(guān)系，假設(shè) 輔助供電繞組匝數(shù)為 Na，另有一組次級(jí)匝數(shù) Ns2，則有如下關(guān)系式：

由上面的關(guān)系式可以得出輔助供電繞組和其它次級(jí)繞組的匝數(shù)。其中 Vcc 為控制 IC 的供 電電壓，VO2 為另一繞組的輸出電壓，VDa 和 VD2 分別為輔助供電繞組和另一組次級(jí)繞組的輸出 二極管正向壓降。一般情況下，輔助供電繞組的電流很小，相應(yīng)的輸出二極管要求不高，通 常使用 1N4148 之類(lèi)的小信號(hào)高速開(kāi)關(guān)二極管。圖七所示電路中，RM6203 的工作電壓范圍為 4.8V-9V，取 7V 得到輔助供電繞組匝數(shù)為：

取整數(shù) 11T。

5.5.5 估算氣隙長(zhǎng)度

由于鐵氧體材料的相對(duì)磁導(dǎo)率很高，當(dāng)線(xiàn)圈中通入較小的電流時(shí)，就能在磁芯中產(chǎn)生很 大的磁通密度，使磁芯迅速進(jìn)入飽和。為了防止磁芯飽和，必須限制磁芯中的磁通密度擺幅， 最常用的方法就是在磁芯中增加氣隙。由于空氣或者非導(dǎo)磁材料的相對(duì)磁導(dǎo)率很低，因此長(zhǎng) 度很短(零點(diǎn)幾毫米到幾毫米)的氣隙就能使得磁阻大大增加，從而使得磁通密度大大減小， 有效防止大電流情況下磁芯飽和。

圖十二給出了增加了氣隙時(shí)和沒(méi)有增加氣隙時(shí)的 B/H 曲線(xiàn)。圖中實(shí)線(xiàn)為沒(méi)有加氣隙的 鐵氧體磁芯磁滯回線(xiàn)，虛線(xiàn)為加有氣隙的磁滯回線(xiàn)。顯然，加有氣隙后，盡管磁芯的飽和磁 通密度沒(méi)有改變，但是磁滯回線(xiàn)的斜率大大減小了(相當(dāng)于相對(duì)磁導(dǎo)率降低)。也就是說(shuō)， 同樣的電流激勵(lì)下，增加氣隙后的磁芯磁通密度擺幅大大減小，從而磁芯可以承受比沒(méi)有氣 隙時(shí)大得多的電流偏置。

反激式變換器的設(shè)計(jì)中，提前估算出氣隙的長(zhǎng)度是很重要的，這樣在試制變壓器的過(guò)程 中能夠做到心中有數(shù)。對(duì)于給出的計(jì)算公式，多數(shù)工程人員沒(méi)有理解其來(lái)源，如果一味搬用， 在選取各參數(shù)的單位時(shí)，容易出現(xiàn)困惑。下面根據(jù)磁學(xué)基本知識(shí)推出氣隙長(zhǎng)度的估算方法：

上式是電感量的計(jì)算公式，其中 Rc 和 Rg 分別表示磁芯材料和氣隙的磁阻，不難看出， 電感量正比于線(xiàn)圈匝數(shù)的平方，反比于總的磁阻。而磁阻的計(jì)算公式如下：

其中 lc 和 lg 分別表示磁芯材料磁阻長(zhǎng)度和氣隙的長(zhǎng)度，μc 和μg 分別表示磁芯材料的磁 導(dǎo)率和氣隙的磁導(dǎo)率，Ae 和 Ag 分別表示磁芯材料的截面積和氣隙截面積。如果氣隙只加在 中柱，那么 Ae 和 Ag 是相等的，等于磁芯材料的中柱截面積。

從上面三式可以整理得出電感量的計(jì)算公式如下：

由于氣隙一般為空氣或者非導(dǎo)磁材料，所以氣隙磁導(dǎo)率非常接近真空磁導(dǎo)率并且遠(yuǎn)小 于磁芯材料的磁導(dǎo)率，那么上式中可以忽略分母中第一項(xiàng)，并且將分子部分的μc 和分母部 分的(μc-μg)約去，最后得到如下形式：

最后將氣隙的磁導(dǎo)率取成真空中的磁導(dǎo)率，就得到如下的氣隙長(zhǎng)度就算公式：

為了避免出現(xiàn)單位上的混亂，上式一律采用國(guó)際單位制，Ae 單位為 m2，L 的單位為 H， 最后得到 lg 的單位為 m。在反激式變換器的計(jì)算中，L 即初級(jí)電感量。

下面以圖七所示電路為例：

根據(jù)得到的氣隙長(zhǎng)度，在試制變壓器的過(guò)程中，有兩種方法來(lái)實(shí)現(xiàn)這個(gè)氣隙，一種方 法是將磁芯的中柱磨掉一部分，磨掉的長(zhǎng)度大約等于計(jì)算得到的氣隙長(zhǎng)度。由于計(jì)算誤差和 測(cè)量的誤差，設(shè)計(jì)操作時(shí)，采用邊磨邊測(cè)電感量的方法，直到測(cè)得的初級(jí)電感量在一定誤差 內(nèi)接近計(jì)算得到的電感量為止。另一種方法是墊氣隙，即在磁芯的中柱和邊柱中間墊上非導(dǎo) 磁薄膜材料，例如云母片、塑料片等，此時(shí)由于實(shí)際的氣隙長(zhǎng)度等于中柱的氣隙長(zhǎng)度加上邊 柱的氣隙長(zhǎng)度，所以薄膜的厚度約等于計(jì)算得到氣隙長(zhǎng)度的二分之一。同樣，墊氣隙時(shí)僅以 計(jì)算得到的氣隙長(zhǎng)度作為參考，邊墊邊測(cè)直到初級(jí)電感量滿(mǎn)足要求。

至此，變壓器磁學(xué)部分的計(jì)算完畢，關(guān)于繞組線(xiàn)徑的選取，將在下面的小節(jié)中討論。

5.6 繞組線(xiàn)徑的選取

由于繞組的損耗來(lái)自銅線(xiàn)內(nèi)阻造成的發(fā)熱，所以銅線(xiàn)截面積應(yīng)該按照繞組的有效值電流來(lái)算。對(duì)于初級(jí)繞組，其電流波形和開(kāi)關(guān)管電流波形一致，所以其有效值電流和開(kāi)關(guān)管有效 值電流一樣，有以下公式計(jì)算：

根據(jù)散熱條件、銅線(xiàn)長(zhǎng)度的不同，通常將銅線(xiàn)的電流密度選取在 4-10A/mm2。由于變 壓器繞組通常處于密閉環(huán)境中，一般將電流密度取在 4-6A/mm2。有了這一參數(shù)，我們就 可以根據(jù)銅線(xiàn)的有效值電流選取線(xiàn)徑了。

5.5.3 中計(jì)算得到初級(jí)線(xiàn)圈有效值電流為 0.256A，取電流密度為 5 A/mm2，則所需的導(dǎo) 線(xiàn)截面積為：

根據(jù)第二節(jié)的推導(dǎo)，我們得知次級(jí)繞組電流和初級(jí)繞組電流之間服從匝比關(guān)系，即次 級(jí)繞組電流的平均值和變化量等于初級(jí)繞組電流平均值和變化量的 n 倍，n 為初次級(jí)匝比， 而連續(xù)模式下次級(jí)電流的占空比等于 1 減去初級(jí)電流占空比，即有如下關(guān)系成立：

將以上關(guān)系式帶入初級(jí)繞組電流有效值的計(jì)算公式中得到次級(jí)繞組電流有效值關(guān)系式如下：

對(duì)于電流較大時(shí)，如果選用單股線(xiàn)徑較粗的銅線(xiàn)，由于高頻電流下的趨膚效應(yīng)，會(huì)造 成電流集中在導(dǎo)線(xiàn)邊緣，造成銅線(xiàn)的實(shí)際有效截面積減小，內(nèi)阻增大，銅線(xiàn)損耗增大。這種 情況下，一般選用兩股或兩股以上的線(xiàn)徑較細(xì)的銅線(xiàn)并繞，已減小趨膚效應(yīng)的影響。采用多 線(xiàn)并繞的另一個(gè)原因是，當(dāng)銅線(xiàn)線(xiàn)徑過(guò)粗時(shí)。繞制難度會(huì)增加。實(shí)際情況下，直徑超過(guò) 1mm 的銅線(xiàn)繞制起來(lái)就比較麻煩了。

對(duì)于上述計(jì)算得到的銅線(xiàn)截面積，如果我們選用 AWG25 線(xiàn)(銅線(xiàn)直徑 0.4mm，外徑約 0.46mm)，那么單股的銅截面積為：

那么大概需要五股這樣的銅線(xiàn)并繞。

5.7 RCD 鉗位電路的設(shè)計(jì)

開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間，由于變壓器和 PCB 線(xiàn)路漏感無(wú)法耦合到次級(jí)，將在初級(jí)感應(yīng)出一個(gè) 很高的電壓尖峰，尖峰電壓和輸入直流電壓、次級(jí)反射電壓一起加在開(kāi)關(guān)管上，為了防止尖峰電壓擊穿開(kāi)關(guān)管，必須采取相應(yīng)措施將這個(gè)尖峰電壓鉗位在一定的范圍內(nèi)。

如圖七所示的 R4、C5 和 D3，當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)斷瞬間產(chǎn)生漏感尖峰時(shí)，尖峰電壓和次級(jí)反射 電壓疊加，使得 D3 正偏導(dǎo)通，此時(shí)由于 C4 上的電壓不能突變;在開(kāi)關(guān)閉合期間，D3 是反 偏的，此時(shí)存儲(chǔ)在 C5 中的部分能量通過(guò) R4 釋放，因此初級(jí)側(cè)的電壓被鉗位在一個(gè)固定的值附近。

鉗位電路產(chǎn)生的功耗等于鉗位電容上的電壓消耗在鉗位電阻上的功耗，而電容上的電壓等于次級(jí)反射電壓和漏感能量導(dǎo)致的電壓變化量，于是可以得到下式：

其中 Vclamp 為鉗位電容上的平均電壓，ΔVclamp 為漏感能量導(dǎo)致的電容電壓變化量，從 電感的基本關(guān)系式可以得出：

在上式中漏感電流從初級(jí)電感峰值電流變化到零，因此可以求得變化時(shí)間如下：

根據(jù)電感能量的計(jì)算公式，可以得到一個(gè)周期內(nèi)漏感中的能量如下關(guān)系式：

漏感的能量全部消耗在鉗位電路中的電阻上，因此有如下關(guān)系式：

其中 VC 為電容上的平均電壓，T 為開(kāi)關(guān)周期。加上鉗位電路后，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間及整個(gè)關(guān)斷期間開(kāi)關(guān)管承受的電壓為輸入直流電壓加上電容上電壓 VC(忽略鉗位電路中二極管 壓降)，而 VC 等于次級(jí)反射電壓加上漏感能量導(dǎo)致的電容上升高的電壓。

前面確定占空比時(shí)，我們說(shuō)過(guò)，一般會(huì)為 MOS 管的電壓應(yīng)力留 20%左右的余量，對(duì)于 600V 的開(kāi)關(guān)管，我們留下了 120V 的余量。鉗位電路加入后，漏感能量導(dǎo)致的電容上升高 的電壓要占據(jù)余量的一部分

5.8 輸出二極管的選取

輸出二極管為肖特基二極管或快恢復(fù)二極管，廣義上說(shuō)，肖特基二極管也屬于快恢復(fù)二極管的一種。對(duì)于所承受的反偏電壓小于 100V 的情況，可以選用優(yōu)先選用肖特基二極管， 對(duì)于所承受的反偏電壓大于 100V 的情況，一般選用快恢復(fù)二極管。

輸出二極管根據(jù)其通過(guò)的平均電流和反偏時(shí)承受的電壓來(lái)選取。在第一節(jié)基本反激式變 換器的原理中已經(jīng)得出，輸出二極管的平均電流等于負(fù)載平均電流。對(duì)于圖七中最大負(fù)載電 流 2A 的情況，輸出二極管的最大平均整流電流理論上大于 2A 即可。

考慮到二極管在高速電流信號(hào)的作用下，開(kāi)關(guān)損耗比較嚴(yán)重，加上第三節(jié)討論到的二極 管上的出現(xiàn)的振蕩，會(huì)進(jìn)一步加大二極管的損耗，所以在實(shí)際應(yīng)用中，往往選擇最大平均整 流電流比最大負(fù)載電流大數(shù)倍的輸出二極管，以減小二極管的溫升。

在第二節(jié)中討論過(guò)，開(kāi)關(guān)管閉合時(shí)，輸出二極管反偏截止，此時(shí)二極管上承受的最大反 偏電壓為輸出電壓加上最大初級(jí)反射電壓，如下式：

那么這里可以選取 3A/40V 或以上型號(hào)的肖特基二極管。圖七中所示的 SK34 即 3A/40V 的肖特基二極管。