低壓大電流用推挽合適,注意偏磁問題,可用電流型的3825

用推挽或移相全橋都不錯(cuò).

如果是有效值或者是平均值電流控制,而不用峰值電流控制,推挽電路的磁偏是怎樣解決的?推挽電流主要是用于低壓大電流,但是輸出功率太大,是否同樣適用呢?

平均電流也是抗偏磁的控制方法.
推挽常見于各種“停電寶”之類的逆變器.幾個(gè)KW是可以實(shí)現(xiàn)的.但是通常需要電流型控制,因?yàn)橥仆祀娐吩谟秒妷盒涂刂茣r(shí),會(huì)有很嚴(yán)重的偏磁問題.
而如果采用電流型控制就不存在這個(gè)問題了.

你所說的電流控制是下面的那一種情況?
(1)電流環(huán)內(nèi)環(huán),電壓環(huán)外環(huán)(電壓環(huán)的輸出是電流環(huán)的給定)的雙環(huán)控制系統(tǒng),這種控制方式我們成為電流型控制?
(2)還是雙單環(huán)控制系統(tǒng)(一個(gè)電壓環(huán),一個(gè)電流環(huán),但是兩個(gè)環(huán)路是獨(dú)立的),電流環(huán)工作時(shí),電壓環(huán)不起作用;電壓環(huán)工作時(shí)電流環(huán)不起作用;一般情況電流環(huán)起作用.這種控制方式我們稱之為電壓性控制?
不知你們的理解是否與我一樣?同時(shí)電流型控制為什么可以抑制磁偏呢?有時(shí)間請(qǐng)回答,謝謝!!

兩種都不是.
電流型控制的是線圈中的電流值,或者峰值,或者平均,或者范圍----這個(gè)并不等同于輸出電流.
可以說,電流型控制本質(zhì)上是控制磁場(chǎng).
請(qǐng)注意:電流型控制與電壓型控制所指的是PWM/PFM的調(diào)制策略,跟反饋沒有關(guān)系.這個(gè)不是反饋環(huán).控制策略是討論拓?fù)涞拈_環(huán)特性.
而所謂電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)是指反饋控制環(huán)路.你說的內(nèi)外環(huán)與并環(huán)結(jié)構(gòu)都跟電流型或電壓型無關(guān).
簡(jiǎn)單說,3525也可以做一個(gè)電流電壓雙環(huán)控制的電源,但是這個(gè)電源是電壓型控制的.因?yàn)樗腜WM直接受到誤差電影控制.若換成3846,則幾乎就是電流型的.

移相全橋并不合適.因?yàn)殡妷狠^低而使得通態(tài)損耗過大.電流型控制的推挽是最適合的了.

移相全橋并不合適.因?yàn)殡妷狠^低而使得通態(tài)損耗過大.電流型控制的推挽是最適合的了.

兩種都不是.
電流型控制的是線圈中的電流值,或者峰值,或者平均,或者范圍----這個(gè)并不等同于輸出電流.
可以說,電流型控制本質(zhì)上是控制磁場(chǎng).
請(qǐng)注意:電流型控制與電壓型控制所指的是PWM/PFM的調(diào)制策略,跟反饋沒有關(guān)系.這個(gè)不是反饋環(huán).控制策略是討論拓?fù)涞拈_環(huán)特性.
而所謂電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)是指反饋控制環(huán)路.你說的內(nèi)外環(huán)與并環(huán)結(jié)構(gòu)都跟電流型或電壓型無關(guān).
簡(jiǎn)單說,3525也可以做一個(gè)電流電壓雙環(huán)控制的電源,但是這個(gè)電源是電壓型控制的.因?yàn)樗腜WM直接受到誤差電影控制.若換成3846,則幾乎就是電流型的.

48V的電壓,如果全橋拓?fù)淇梢圆捎?5、60v的mosfet.比如IXTQ150N06P RDS(on) 10mΩ 全橋阻抗是20mΩ,
IXTQ150N15P RDS(on) 13mΩ 推挽阻抗是13mΩ.
耗散功率相差 60A×60A×(20mΩ-13mΩ)= 25.2W

對(duì)于三千瓦的電源,導(dǎo)通損耗是多了25W,但開關(guān)損耗呢?用移相全橋可以輕松工作在軟開管狀態(tài)下.

對(duì)于PS-FB-ZVS來說,
1、存在電壓占空比丟失問題,在低壓輸入下,影響尤其惡劣.
2、滯后橋臂在低功率下較難ZVS--并聯(lián)Cds反而使得開通損耗加劇.
3、不管如何改進(jìn),PS-FB存在固有的直流環(huán)流(無功電流)這在低壓系統(tǒng)中也會(huì)產(chǎn)生很大的通態(tài)損耗.
4、PS-FB的開關(guān)損耗并不是“0”只是比常規(guī)損耗低大約20-30(有篇IEEE文獻(xiàn)曾經(jīng)提及此問題,不幸忘記是那篇了.抱歉啊.)倍左右.
以上是個(gè)人觀點(diǎn).因?yàn)閷?shí)在是沒在48V下做過PS-FB.
通過增加無損吸收,可以降低硬開關(guān)的損耗.
雙低邊驅(qū)動(dòng)雙管--結(jié)構(gòu)也比較簡(jiǎn)單.

推挽是成本低,電路簡(jiǎn)單,效率也不錯(cuò).移相全橋也是一種選擇,有優(yōu)點(diǎn)也有缺點(diǎn),如果經(jīng)常工作在半載以上效率就較高了.移相全橋的缺點(diǎn)可以有以下幾種方式改進(jìn):
1.滯后橋臂在低功率下較難ZVS,可以改為滯后橋臂為ZCS.
2.存在電壓占空比丟失問題,可采用飽和電感.
以上個(gè)人意見.

兩位的講解真是精彩,學(xué)習(xí)中....

明白了,謝謝!!

以48V電壓來說,我覺得用全橋合適.這樣對(duì)管子耐壓的要求低,成本也會(huì)更經(jīng)濟(jì).
推挽式用于12V以下供電時(shí)才更合適.

各有利弊吧.
最近幾天較忙,現(xiàn)在看看前面的帖子確是有些偏頗.
其實(shí)這個(gè)電壓和功率范圍還真的算是一個(gè)交叉,要電壓再高點(diǎn)也就是了,再低點(diǎn)也不說了.偏生就48V這個(gè)不高不低的樣子.

但是我個(gè)人還是堅(jiān)持推挽吧.
上面說的ZV-ZCS,那可是要串聯(lián)反向阻斷二極管的,不串聯(lián)的話軟開關(guān)范圍也擴(kuò)不大多少.
FB-ZVS幾個(gè)問題說一下
1、隔直電容通過電流太大(低壓),損耗很大.可通過電流型控制解決.
2、諧振電感損耗較大(低壓),調(diào)整不易.
3、存在諧振環(huán)流(軟開關(guān)過程)增加了通態(tài)損耗(低壓加劇).
4、存在電壓占空幣丟失問題,尤其是輸入電壓在48V-10%的時(shí)候,占空比勢(shì)必加大而導(dǎo)致導(dǎo)通損耗的升高.
5、輕載ZVS效果極差,可能會(huì)導(dǎo)致輕載損耗甚至超過重載.(這并不鮮見)
6、存在高邊驅(qū)動(dòng),且由于管子電流定額較高而使得QG大,導(dǎo)致驅(qū)動(dòng)功率需要也大.常見的變壓器驅(qū)動(dòng)未必能夠很好開通,需要仔細(xì)設(shè)計(jì).
7、控制芯片較貴.
8、據(jù)說輸出二極管工況比較惡劣.
呵呵,說了這么多,不是說FBZVS不好,只是不太合適在低壓里邊用.前邊注解低壓的幾條就是.
電壓低了確實(shí)不好處理啊.

另,3000W的功率也不太好提高頻率.總算20K-50K吧.再高了可能也會(huì)增加成本.

盡管很多人對(duì)推挽都不待見,可是我所接觸的通信電源里邊,采用推挽的確實(shí)不少.當(dāng)然了,都是48+-20%以及一下的.

其實(shí),推挽反過來就是全波整流了,這個(gè)大家都常用了吧.
整流和變換其實(shí)在磁芯上來看是差不多的啦.這樣想想也就釋然了.

兄臺(tái)是用過移相全橋.
針對(duì)移相全橋你所說的很多問題其實(shí)并不是什么問題.個(gè)人理解.

1.該問題我還不是很明白,因?yàn)槲疫€不知道電容的損耗怎樣計(jì)算.兄臺(tái)請(qǐng)指教.
2.48V 升壓到400v,可直接利用變壓器的漏電感,不必使用專門的諧振電感.經(jīng)過計(jì)算,在半載以上滯后臂實(shí)現(xiàn)ZVS,所需要的諧振電感很小,只需要0.1u以下,現(xiàn)在變壓器廠商,很少能將3000W左右的變壓器的漏感做到小于0.1uF.

3.問題3我還不是很明白,通態(tài)時(shí),諧振環(huán)流從何而來?諧振環(huán)流也只是在開關(guān)切換瞬間才有,為什么會(huì)增加通態(tài)損耗呢?

4.的確存在占空比丟失問題,大不了變壓器副邊多加匝數(shù),我認(rèn)為占空比丟失只是增加變壓器副邊的整流二極管的電壓應(yīng)力,不明白什么會(huì)增加MOSFET的通態(tài)損耗,只要變壓器效率不變,開關(guān)頻率不變,原邊的電壓電流都不會(huì)改變,損耗增加從何而來?

5.輕載移相全橋的效率很低,但是可以使其在輕載時(shí)直接使用PWM方式,而不使用PS方式,而且半載以下的機(jī)會(huì)很少.

6.該問題的確存在.

7.該問題不存在,因?yàn)楝F(xiàn)在我們使用的軟件控制,使用什么拓?fù)?都是在DSP2808上實(shí)現(xiàn)控制的.

8.問題有,但是48V不存在,因?yàn)?8V升壓到400V,不使用專門的諧振電感.其變壓器的漏感很小,射到變壓器副邊與整流二極管的結(jié)電容諧振也比較小,如果有專門的諧振的漏感反電感,那就不一樣.即使有現(xiàn)在也有了比較好的處理方法,同樣,推挽可存在該問題.

同時(shí)推挽電路的存在的疑問:
1.磁偏問題,采用電流型控制可以解決磁偏問題,但是輸入電流紋波如何控制?
2.變壓器原邊如何去磁,即變壓器原邊的兩個(gè)繞組的伏秒平衡如何得到?因?yàn)樵陂_關(guān)管關(guān)斷時(shí),繞組沒有續(xù)留回路,這將會(huì)導(dǎo)致MOSFET上出現(xiàn)很大的劍鋒電壓,增加MOSFET的電壓應(yīng)力.
3.變壓器的利用效率不高,從而導(dǎo)致變壓器效率下降.因?yàn)樽儔浩髟吺冀K只有一半繞組在其作用.

確實(shí)如此.

就用3525+MOS管硬開關(guān)全橋最理想,簡(jiǎn)單可靠又經(jīng)濟(jì).

英雄所見略同  

3000W的電源   輸入48V  假設(shè)效率0.9
滿載時(shí)輸入平均電流達(dá)70A,
如果用推挽,開關(guān)管必須要承受很高的尖峰,另外變壓器利用率低,
推挽只適合輸入24V以下,功率小于1KW的場(chǎng)合
24V以上 功率大于1KW,應(yīng)當(dāng)用全橋
這個(gè)3000W電源,如果用推挽做成功的話,成本比硬開關(guān)還高
效率還低
SG3525+MOSFET 或TL494+MOSFET

硬開關(guān)全橋成本低廉  是最好的選擇

1、電容的損耗有很多方面.在這里主要是ESR.通過電容的電流取有效值平方乘以ESR.大功率的變換器中,電容也是要產(chǎn)生很大熱量的,甚至某些場(chǎng)合需要用水冷或者油冷(大功率發(fā)射機(jī)、高頻感應(yīng)加熱)
2、在提出FB-PS-ZVS的時(shí)候確實(shí)大家都覺得這個(gè)特性比較好,甚至有的故意設(shè)計(jì),使得變壓器漏感較大而達(dá)到省掉一個(gè)諧振電感的目的.但是變壓器漏感這個(gè)參數(shù)在批量生產(chǎn)時(shí)一致性難以保證.所以,這種技術(shù)目前還未見大規(guī)模應(yīng)用.就我所經(jīng)手的KW級(jí)的通信電源中,還沒有一款是省略掉諧振電感的.劉勝利老師在其書中用了相當(dāng)篇幅來說明諧振電感的設(shè)計(jì)與調(diào)試.由此可見一斑.
3、諧振環(huán)流是在兩個(gè)低邊管或者高邊管之間流動(dòng)的.正式因?yàn)橹C振環(huán)流的存在使得電壓占空幣丟失.可以找一些專門論述電壓占空幣丟失的文章分析一下.
4、占空丟失并不是簡(jiǎn)單的增加匝數(shù)就能解決的.增加匝數(shù)最直接的就是降低了填充系數(shù),增加了直流阻抗,可能會(huì)因?yàn)轲埐幌吕@組而不得不選用跟大的磁芯.占空幣丟失的根本原因是諧振環(huán)流能量的轉(zhuǎn)換占用了有源時(shí)間.所以,軟開關(guān)范圍和傳遞功率基本上決定了占空幣丟失程度.匝數(shù)在這里影響很小.
5、重載PS,輕載PWM需要芯片支持.輕載降低頻率也可以.這個(gè)有報(bào)道.不過如果不是單芯片解決方案恐怕會(huì)有可靠性的降低.若不處理好諧振問題,輕載或者空載時(shí),是有可能燒管子的.盡管這種情況非常少發(fā)生.呵呵
6、……
7、DSP有DSP的好處.但是我這里,艾默生的電源,用2406做的控制,一燒一面一面的.不知道是程序的問題,還是設(shè)計(jì)的問題.但是這個(gè)是趨勢(shì).就是實(shí)現(xiàn)電流型控制恐怕要困難.期待技術(shù)進(jìn)步.
8、諧振電感的感量只是一個(gè)方面.副邊二極管上的諧振電壓是跟諧振電感的能量有關(guān)系的.能量是E=(I*IL)/2,電壓低了感量小了,但是電流大了.所以,總的惡劣情況還是看功率級(jí)別和ZVS區(qū)間大小的.看問題要全面.

推挽問題
1、輸入紋波應(yīng)當(dāng)是一樣的.套用你前面的話“只要變壓器效率不變,開關(guān)頻率不變,原邊的電壓電流都不會(huì)改變”呵呵.當(dāng)然啦,必要的EMI/EMC措施還是要有的.
2、磁芯復(fù)位并不是指定激勵(lì)繞組做的.源邊、副邊甚至第三邊繞組都可以.參考正激的磁復(fù)位方式.需要處理的是變壓器漏感上的能量.我前面提到了,可以增加無損緩沖來吸收.當(dāng)然,這樣也不是萬能的.但是相對(duì)好過點(diǎn).呵呵
3、“變壓器的利用效率不高”是從何說起的呢?上面我說過了,推挽和全波整流是一回事.要是推挽的“變壓器的利用效率不高”同樣也不高.如果這樣,何以全波整流大行其道呢?源邊用一半繞組,但是每半繞組也只傳遞一般的能量所以,在同樣的銅損指標(biāo)下,推挽唯一不利的是多了一個(gè)大電流的抽頭.但就我所見,這好像也不是什么大不了的問題.至少在我所見的通信電源48V100A都是這樣做的.再大的電流,都是用多個(gè)副邊全波整流的--難道說效率更低了不成?

1.不再多說,隔直電容使用的CBB電容,且容值很小,一般為3uF左右,其ESR應(yīng)該很小(具體不是很清楚),電容損耗我想不用考慮.
2.移相全橋電路現(xiàn)在已經(jīng)在大量運(yùn)用了.48V升壓400V與普通的通信電源差異很大,為什么一般的電源或者是通信電源的諧振電感不能省掉?主要是因?yàn)橥ㄐ烹妷旱腄2D的輸入電壓很高一般在400V,而移相全橋電路在輸入電壓越低便越容易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),一般通信電源(3000W,都是在半載以上滯后臂實(shí)現(xiàn)軟開關(guān))的使用移相全橋電路中諧振電感一般需要10uH左右,而48V升壓400V的諧振電感只需要0.1uH.這就是最大的區(qū)別所在.因此通信電源一定需要加專門的諧振電感,48V升壓400V可以不使用專門的諧振電感,因?yàn)楝F(xiàn)在變壓器廠商,在變壓器不開氣隙的情況下,還不能能將3000W左右的變壓器的漏感做到小于0.1uH.所以根本不存在您所說的變壓器的漏感不要控制.
3.占空比丟失并不是您所說的諧振環(huán)流.占空必丟失的真正原因是滯后臂換向期間輸出整流二極管的同時(shí)導(dǎo)通,導(dǎo)致變壓器短路,而將輸入電感全部降落在諧振電感,其實(shí)這也是諧振電感的換流過程(正的最大換向負(fù)的最大,或負(fù)的最大換向正的最大),所以諧振電感越大,占空比丟失越大.

4.占空比丟失通過增加副邊匝數(shù)(問題也有,增加副邊整流二極管的電壓應(yīng)力),只會(huì)使增加變壓器填充系數(shù),怎么會(huì)降低變壓器的填充系數(shù),不明白.同時(shí)全橋電路使用的變壓器肯定會(huì)比同樣的推挽電路使用的變壓器的規(guī)格小.因?yàn)樵诟边叢蛔兊那闆r下,推挽需要兩個(gè)原邊繞組,而全橋只需一個(gè),只是流過的電流比較小而已.

5.在DSP實(shí)現(xiàn)PWM與PS的轉(zhuǎn)換很容易.同時(shí)PWM與PS使用的同樣的開關(guān)頻率,不存在變頻問題,只是在輕載時(shí)不需要移相而已,所以不存在您所說的輕載下燒開關(guān)管的問題,該控制方式已經(jīng)大量應(yīng)用,目前還沒有出現(xiàn)您所說的問題.

6...
7.我做過用DSP來控制移相全橋做的通信電源,現(xiàn)在已經(jīng)批量生產(chǎn),沒有出現(xiàn)大的問題.同時(shí)軟件實(shí)現(xiàn)電流型控制也不是很困難.
8.同時(shí)我現(xiàn)在做了一下實(shí)驗(yàn)(48升壓到400V),變壓器副邊采用無損吸收電路(采用有損吸收也可以,只是效率損失一點(diǎn)而已),二極管的電壓尖峰控制得很好,只有很少一點(diǎn)尖峰.

推挽電路的問題:
1.采用電流型控制輸入電流應(yīng)該不會(huì)有太大問題,全橋應(yīng)該一樣.
2.推挽電路的磁復(fù)位與正極變換器不一樣.正激在開關(guān)管關(guān)斷時(shí),可以通過DRC電路去磁.而推挽電路在開關(guān)管關(guān)斷時(shí),完全沒有去磁通路.
3.變壓器利用效率不高的問題,不知道您是否真正的設(shè)計(jì)過推挽電路?推挽電路變壓器的設(shè)計(jì)與全橋電路的變壓器設(shè)計(jì)是有一點(diǎn)點(diǎn)區(qū)別的.計(jì)算變壓器的功率時(shí),推挽電路是比全橋電路多了一個(gè)推挽系數(shù),此系數(shù)與占空比有關(guān),但一般為0.7~0.8.因此推挽電路中變壓器需要的功率比全橋(同樣的工作頻率,同樣的輸出功率)要多出20%~30%.同時(shí),如果你真正設(shè)計(jì)過通信電源,你就應(yīng)該知道使用全波整流與橋式整流在計(jì)算變壓器變壓器所需功率時(shí),也是不一樣的.使用全波整流時(shí),其變壓器所需的功率比橋式整流高出20%左右,其具體的公式在此就不給出了.這主要是因?yàn)閮蓚€(gè)繞組始終只有一個(gè)繞組在起作用的原因,其變壓器的利用率自然下降.

1、對(duì)于100K變換,48V輸入,預(yù)計(jì)90%效率.在此前提下,輸入平均電流大約70A.3uf電容在70A電流下充電10us,電壓增加大約233V……所以這里的隔直電容不能用3uf那么小的.尤其這里輸入電壓較低,按5%電壓跌落,在極限情況輸入48V-10%,電壓跌落5%則允許電壓降為2V,70A*10us/2v=350uf.所以在這里是根本無法適用隔直電容的.至于高電壓下的CBB電容的ESR,我手邊有EACO的SCH-500-2.5(500VAC,2.5uf)是2mΩ,4uf的是2.4mΩ----這里我也比較奇怪,通常應(yīng)該是較大的電容內(nèi)阻小的可是我手上的資料確實(shí)是如此.6uf的阻抗是2.2mΩ.看手冊(cè)上,數(shù)個(gè)微法的ESR都是在2-3mΩ之間.
2、不是不能省掉,是參數(shù)一致性差而無法批量生產(chǎn).對(duì)于單個(gè)電源而言,通過反復(fù)調(diào)試,還是能夠得到希望的漏感而省掉諧振電感的.這個(gè)48V的電源,0.1?uh是怎么計(jì)算的還請(qǐng)指教.至于通常ACDC上,我的實(shí)測(cè)是30?uh左右--這個(gè)是跟ZVS范圍有關(guān)系的.ZVS范圍越大則所需電感越大,且電壓占空幣丟失越厲害.其實(shí)所謂ZVS范圍,還是看在多輕的負(fù)載下依然能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS.某些中-重載的電源,其ZVS范圍是可以很窄的可能僅僅是2/3以上負(fù)載才能夠ZVS.這里邊我還是強(qiáng)調(diào),不管變壓器寄生的漏感在什么數(shù)量級(jí)上,要達(dá)到我們所設(shè)計(jì)的額定漏感并且還能夠保證成品率這是現(xiàn)有工藝難以達(dá)到的.不是做不出來,是沒辦法批量做.增加工藝流程和廢品率所帶來的損失遠(yuǎn)比增加一個(gè)諧振電感多.
3、環(huán)流只是一種形象的說法,這里是從劉勝李老師的書上引用的.當(dāng)超前上位管關(guān)斷時(shí),諧振電感給ZVS電容充電,超前臂上位管ZVS關(guān)斷,超前臂下位管ZVS開通.然后諧振電感中的電流通過變壓器--滯后臂下位管--GND--超前臂下位管--變壓器之間循環(huán)------這個(gè)就是所謂的環(huán)流啦.如果是外加諧振電感,則有部分能量通過變壓器傳遞到副邊,如果是利用變壓器的漏感則能量完全不會(huì)傳遞到副邊,只是在源邊的兩個(gè)高位管或者兩個(gè)低位管之間流動(dòng)--視在功率大于有功功率,有點(diǎn)像是功率因素的定義呵呵.這個(gè)環(huán)流中的能量需要完全傳遞到電源然后才能繼續(xù)向副邊傳遞功率.這個(gè)能量傳遞回電源的時(shí)間就是占空比丟失的時(shí)間.可見,環(huán)流能量跟諧振電感的感量與電流相關(guān).輕載時(shí)環(huán)流能量小而電壓占空幣丟失小,但是環(huán)流存在時(shí)間也短--ZVS范圍也就小了.所以,如果在輕載的時(shí)候想實(shí)現(xiàn)ZVS,就需要增加電感量了(因?yàn)檩p載的時(shí)候電流小)--而這樣當(dāng)負(fù)載增加的時(shí)候,同樣的電感量會(huì)因?yàn)樵黾拥脑催呺娏鞫e累更多的能量,這個(gè)能量不會(huì)傳遞到副邊且會(huì)影響功率傳遞.
4、增加匝數(shù)會(huì)增加填充系數(shù).這里我說錯(cuò)了.推挽是比全橋的填充系數(shù)大一些的.因?yàn)橥仆煜牧穗p倍的匝數(shù),所以絕緣占用窗口增加了.填充系數(shù)大了會(huì)降低散熱效率,以及容易發(fā)生饒不下的情況.這里是不好的地方.
5、DSP的優(yōu)勢(shì)很明顯.但是在目前看來,還是無法全面取代專用IC的.上面我說在輕載的時(shí)候降低開關(guān)頻率會(huì)降低損耗這用DSP實(shí)現(xiàn)也很容易.但是這不是變頻控制哦.呵呵.輕載燒管只是一種可能,我從前做實(shí)驗(yàn)的時(shí)候,碰到過輕載特別熱的情況.
6……
7、DSP控制的通信電源很多,尤其近幾年.我也曾設(shè)計(jì)過幾版,但是都調(diào)的不理想.你用的是兩層版還是四層版?
8、你的副邊無損吸收能夠貼上來看看么?
推挽問題
1、
2、推挽是有磁復(fù)位的,如若不然,那這個(gè)拓?fù)渚蜎]有辦法應(yīng)用了.磁復(fù)位通過源邊或者副邊都是可以的.
3、雖然是兩個(gè)繞組,但是每個(gè)繞組都只有輸出電流的一半.所以銅占是一樣的.只是絕緣部分有損失而已.不過對(duì)于低壓大電流變壓器來說,窗口通常都是足夠的.

1.隔直電容上的電壓本來就是交流,波動(dòng)不應(yīng)該這樣小,我做過通信電源隔直電容的電壓峰值一般在100V左右,即為輸入電壓的20%以上,一般我們選用250V的CBB電容即可,不知為什么您將其上的電壓波動(dòng)選擇這么小.你公式中電容充電時(shí)間不應(yīng)該是10us,最小也得是4.5us.估計(jì)電容會(huì)在20uF左右.

2.不是不能加專門的諧振電感,而是加了可能會(huì)導(dǎo)致諧振電感值太大,占空比丟失太多.不使用專門的諧振電感,其主變壓器也不用開氣隙,就是讓其將主變壓器的漏電感盡量作小.即使漏電感的值有差異(差異不太大),也不會(huì)影響整個(gè)電路的電氣性能.

3.您所說的環(huán)流,本來就不是所謂的占空比丟失.占空比丟失的本來意思就是變壓器原邊已經(jīng)有了占空比,但是由于其副邊短路而導(dǎo)致副邊沒有占空比,從而導(dǎo)致了變壓器原邊也沒有了占空比,其占空比全部降落在諧振電感上.
   同時(shí)您所說的環(huán)流對(duì)整個(gè)電路來說根本就沒有什么影響.其實(shí)在您所說的環(huán)流期間,電流也是全部經(jīng)過了變壓器原邊,而變壓器副邊也沒有短路,故能量傳輸通道是通暢的,還不明白您說的什么視在功率大于有功功率?只有在占空比丟失期間,變壓器不傳輸能量.

4.不單單是絕緣那么簡(jiǎn)單,雖然推挽電路變壓器原邊繞組流過的電流只有總電流的一半,但是有效值卻為總電流的0.717.而且計(jì)算變壓器繞組線徑是按有效值來計(jì)算的.
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7.我使用的4層板,效果比較理想.
8.變壓器副邊采用的吸收電路除了選用簡(jiǎn)單RC吸收之外,還有無損吸收,采用兩個(gè)二極管,一個(gè)電容,一個(gè)電感,來實(shí)現(xiàn).這個(gè)電路網(wǎng)上應(yīng)該能夠查到.

推挽電路
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2.推挽的去磁回路去磁回路是利用更一個(gè)管子開通時(shí),其繞組承受輸入電壓,另一個(gè)繞組(開關(guān)管關(guān)斷的那個(gè)繞組)由于同名端的關(guān)系,其兩端承受反向電感,該電壓可以為其去磁.但是去磁效果不會(huì)很好.
3,同上面的4點(diǎn).同時(shí)變壓器所需的功率也會(huì)大出不少,導(dǎo)致推挽電路變壓器所需的Ae*Aw會(huì)比全橋大出不少.一般全橋電路3000W的電源用EE55(100KHz的開關(guān)頻率)就行了,估計(jì)推挽可能比較緊張.

這個(gè)……
1、當(dāng)隔直電容的dv/dt較大時(shí),其能量損失也較大.WIMA的電容就是根據(jù)這個(gè)給的損耗,而不是ESR.我一般設(shè)計(jì)時(shí)都是按10%的電壓波動(dòng)來計(jì)算的.考慮到這個(gè)48V輸入的電源在最惡劣的情況下,輸入48-10%,輸出滿載的時(shí)候電容電壓降也不會(huì)太大,所以是按5%計(jì)算的.那便如您所說,20%考慮,輸入48V70A,100K的全橋,正負(fù)各10us考慮到占空比范圍90%,那就是正向9us,反向9us.如此,70A×9us/(48v×20%)=65uf.這個(gè)值是可以接受的.
2、不開氣隙,漏感差異是很大的……或者我當(dāng)初選的廠家不太過關(guān).
3、您說的對(duì),環(huán)流不是占空幣丟失.環(huán)流是ZVS過渡時(shí)的能量的一個(gè)保持形式.這個(gè)環(huán)流能量越大則ZVS的時(shí)間越長(zhǎng),范圍越寬,相對(duì)的占空比丟失也越多相互之間有聯(lián)系,但不是直接對(duì)應(yīng)的關(guān)系.我的理解有誤區(qū).
4、如您所說,的確是這樣的關(guān)系.我因?yàn)橐恢睕]有特別大的電流(《50A)所以總是按平均值去計(jì)算,看來實(shí)際的載流量比全橋要高一些.在功率比較小的時(shí)候溫升還算過得去.看來以前的設(shè)計(jì)都欠考慮了.
7、我當(dāng)時(shí)用的是雙面的底板加四層的CPU小板.效果卻不怎么好.不隔離,信號(hào)濾波這塊沒處理好,時(shí)延較大.負(fù)載瞬變的時(shí)候調(diào)整環(huán)會(huì)有較大超調(diào).看來是算法沒弄清楚.
8、就是常用的那個(gè)LCD么?
推挽
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2、這個(gè)……只要伏秒積平衡那就可以了.漏感能量可以通過LCD無損吸收.不過通過LCD的峰值電流恐怕很大--這里確實(shí)不如全橋拓?fù)?
3、推挽確實(shí)在AW利用上有欠缺.所以應(yīng)用還是很受限制的.特別是大電流的中心抽頭和銅阻差異.

綜合看,我所推薦的推挽拓?fù)湓?8V這一級(jí)別的確不占優(yōu)勢(shì),不是一個(gè)好的解決方案.
希望沒有給各位朋友造成損失.
也感謝yuanwen,同您的討論讓我弄清楚了許多細(xì)節(jié).

弱問一下,如果隔直電容選小點(diǎn),讓其上邊的電壓峰峰值大點(diǎn)會(huì)有什么不妥么?我從前都是按10%處理,是不是有些保守?

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8.現(xiàn)在我用的是兩個(gè)二極管,一個(gè)電阻一個(gè)電容的方式來吸收,我用的是有損吸收,將電阻換成電感便成為無損吸收.但是無損吸收是有專利的,所以沒用,與一般的lcd吸收還是有點(diǎn)區(qū)別.

順便問您兩個(gè)問題:
1.您覺得5/30A,與5v/30A(我指的是輸入電壓與輸入電流),是否可以直接使用推挽電路升壓到400V嗎,這其中有沒有什么大的技術(shù)難點(diǎn)?謝謝!
2.使用推挽電路的效率是否與占空比有很大關(guān)系?我有個(gè)同事,使用推挽直接將5V/10A升壓到300V,效率很低(60%左右),但是升壓到350V(使用同樣的變壓器),效率很高(85%左右).前者M(jìn)OSFET的發(fā)熱相當(dāng)嚴(yán)重,但是我沒有想明白,為什么占空比與效率和MOSFET的發(fā)熱有如此大的關(guān)系?

那個(gè)300V的可能是閉環(huán)回路吧!