深夜睡不著，起來更貼。。。。

上原理圖：

下面分別介紹各個(gè)部分的作用

↑↑↑上圖紅框部分：

L/N為交流輸入端。

保險(xiǎn)絲采用4.7R的繞線電阻，繞線電阻抗浪涌能力強(qiáng)，并且它是電阻絲繞制，會(huì)存在較大的寄生電感，可以吸收浪涌。

L2，CX1分別為共模電感，安規(guī)電容。

再往上就是橋堆了。

↑↑↑上圖紅框部分：

R1,R2為啟動(dòng)電阻，上點(diǎn)初期，通過兩個(gè)電阻給VDD電容充電，達(dá)到芯片啟動(dòng)電壓后，DRV腳開始輸出PWM信號(hào)

↑↑↑上圖紅框部分：

C1,L1,C2組成了π型濾波器，濾掉高頻噪聲，電磁兼容有這個(gè)要求，一般歐洲執(zhí)行標(biāo)準(zhǔn)為EN55015

RZ1與RZ2為壓敏電阻，一個(gè)放在橋前，一個(gè)放在橋后的工字電感后。浪涌為一個(gè)瞬態(tài)高壓脈沖，電阻、電容、電感都對(duì)其都有吸收效果，再加上兩個(gè)直徑10mm壓敏，吸收3KV尖峰穩(wěn)穩(wěn)當(dāng)當(dāng)。

↑↑↑上圖紅框部分：

框中部分為變壓器，這個(gè)變壓器一共3個(gè)繞組，分別為

開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器開始儲(chǔ)能，輔組繞組和次級(jí)繞組的二極管均反向截止。開光管關(guān)斷時(shí)，輔組繞組耳機(jī)導(dǎo)通，通過D2給VDD電容充電，維持芯片所需的能量。同時(shí)次級(jí)二極管也導(dǎo)通，將能量傳遞至負(fù)載

↑↑↑上圖紅框部分：

R5為上拉電阻

R6為下拉電阻

在開關(guān)管關(guān)斷期間，變壓器退磁，在R6（芯片DSEN腳）上產(chǎn)生一個(gè)方波，芯片內(nèi)部檢測(cè)方波頂端電壓，以實(shí)現(xiàn)檢測(cè)次級(jí)電壓，實(shí)現(xiàn)空載保護(hù)（這是橫流模式，所以空載時(shí)輸出電壓會(huì)很高，需要做限制）。

另一方面，退磁結(jié)束之后變壓器開始震蕩，此時(shí)R6上電壓迅速跌落，芯片檢測(cè)此跌落電壓，就可以得到退磁結(jié)束的時(shí)間。如下圖所示：

                   斷續(xù)模式

                    臨界模式

斷續(xù)模式（DCM）在退磁結(jié)束之后會(huì)出現(xiàn)幾個(gè)振鈴，而臨界模式（CRM，也稱準(zhǔn)諧振模式）在退磁結(jié)束之后開關(guān)管會(huì)馬上打開。

↑↑↑上圖紅框部分：

R3,R4為驅(qū)動(dòng)MOS的限流電阻，柵極電阻的作用：

1、消除柵極振蕩

絕緣柵器件(IGBT、MOSFET)的柵射（或柵源）極之間是容性結(jié)構(gòu)，柵極回路的寄生電感又是不可避免的，如果沒有柵極電阻，那柵極回路在驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)脈沖的激勵(lì)下要產(chǎn)生很強(qiáng)的振蕩，因此必須串聯(lián)一個(gè)電阻加以迅速衰減。

2. 轉(zhuǎn)移驅(qū)動(dòng)器的功率損耗

電容電感都是無功元件，如果沒有柵極電阻，驅(qū)動(dòng)功率就將絕大部分消耗在驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的輸出管上，使其溫度上升很多。

3. 調(diào)節(jié)功率開關(guān)器件的通斷速度

柵極電阻小，開關(guān)器件通斷快，開關(guān)損耗小；反之則慢，同時(shí)開關(guān)損耗大。但驅(qū)動(dòng)速度過快將使開關(guān)器件的電壓和電流變化率大大提高，從而產(chǎn)生較大的干擾，嚴(yán)重的將使整個(gè)裝置無法工作，因此必須統(tǒng)籌兼顧。

柵極電阻功率的計(jì)算：

柵極電阻的功率由IGBT柵極驅(qū)動(dòng)的功率決定，一般來說柵極電阻的總功率應(yīng)至少是柵極驅(qū)動(dòng)功率的2倍。

MOS柵極驅(qū)動(dòng)功率P＝FUQ，其中： F為工作頻率；

U為驅(qū)動(dòng)輸出電壓的峰峰值；

Q為柵極電荷，可參考IGBT模塊參數(shù)手冊(cè)。

R9并聯(lián)再MOS柵極和源極之間，這個(gè)電阻一般取10-100K，防止在未接驅(qū)動(dòng)引線的情況下，或者受到靜電干擾，偶然加高壓，誤導(dǎo)通而燒毀MOS。

↑↑↑上圖紅框部分：

  這里就是RDC吸收部分了，MOS關(guān)斷后，即退磁期間，變壓器3腳對(duì)地會(huì)產(chǎn)生一個(gè)很高的電壓尖峰，這個(gè)電壓尖峰加在MOS管上如果超出MOS耐壓，則會(huì)燒壞MOS，二來，會(huì)產(chǎn)生很強(qiáng)的電磁干擾。一般電容取1-3.3nF，電阻取幾百K，二極管一般選慢恢復(fù)的，下面跟大家分享一下我以前收藏的：“普通二極管與快恢復(fù)二極管的振鈴吸收特性對(duì)比”

  一、分別測(cè)量?jī)蓚€(gè)電源的振鈴吸收電路中電容上的電壓波形

1 號(hào)電源模塊的振鈴吸收電路由RS1M 快恢復(fù)二極管、1000v1000p 瓷片電容和200k 貼片電阻組成，下圖是1 號(hào)電源的振鈴吸收電路和示波器接入方法（示波器的地線接整流濾波后的正極，探頭接吸收電路的中間；如果示波器的地線接電源負(fù)極，則測(cè)得的電壓增加300 多V，測(cè)量精度也下降不少）

測(cè)得電壓波形如下

場(chǎng)管截?cái)嗲?，電容上的電壓高于電源電壓約99v，當(dāng)場(chǎng)管截?cái)鄷r(shí)，振鈴電壓會(huì)將1000pF 電容充電到約142v，也就是電容上的電壓上升約43v，但該電壓在波峰后的192ns 時(shí)間內(nèi)下降約33v 到約109v，然后間歇期放電到約99v，迎接下一個(gè)振鈴波峰的到來。電容上電壓快速下降的原因肯定是快速放電，而快速放電只能通過快恢復(fù)二極管RS1M，也就是說，雖然是快恢復(fù)二極管，但也存在反應(yīng)時(shí)間（查資料得RS1M 的最大恢復(fù)時(shí)間為0.5μs），在本次測(cè)量中，是在192ns 時(shí)間內(nèi)，二極管PN 結(jié)內(nèi)的載流子尚未消失，所以可以反向?qū)щ?，將波峰時(shí)給電容充的電釋放約3/4，因?yàn)榇藭r(shí)的釋放，初級(jí)是回路的一部分，此時(shí)初級(jí)回路加反向電流，其感應(yīng)是增大了次級(jí)正向電流，所以這3/4 是被電路回收利用了的，另外的1/4 在間歇期釋放，這部分是損耗。這個(gè)電源電路的工作頻率約63kHz，周期約16μs，振鈴脈沖占不到1μs，也就是在約15μs 的時(shí)間，1000pF電容放電約9.5v，在平均電壓約104v 下，200k 電阻可以將1000pF 電容放電104v/200k*15μs/1000pF=7.8v，實(shí)測(cè)是下降約10v，相差的約2v 可考慮為快恢復(fù)二極管的結(jié)電容影響以及測(cè)量誤差。從這幾個(gè)數(shù)值也可以求出振鈴吸收電路中電阻消耗的功率，電阻上的平均電壓為104v，消耗功率P=104*104/200000=0.054w，電容上另有約0.012w 的功率通過PN 結(jié)電容釋放，這部分主要在開關(guān)管上損耗。

2 號(hào)電源的振鈴吸收電路是普通整流二極管M7、1000v 1000p 瓷片電容和150k 貼片電阻組成，吸收電路電容上的電壓波形如下

2 號(hào)電源的頻率約48kHz，周期約21μs，可見由于周期更長(zhǎng)，電阻更小，電容上的電壓下降更多，約15v，同時(shí)，由于第一個(gè)振鈴波峰過去后，振鈴波谷時(shí)電容上電壓下降較多，出現(xiàn)了較為明顯的第二個(gè)振鈴波峰。

二、拆除振鈴吸收電路的電阻

以前見過有的電路上的振鈴吸收電路只有二極管和電容，也見過某廠家在網(wǎng)上宣稱他們的振鈴吸收電路無損耗但沒公開電路，懷疑是不是就是不用電阻，為了試試能不能完全依靠二極管恢復(fù)期間的反向電流來對(duì)電容進(jìn)行放電，把電路中的電阻拆除測(cè)試，發(fā)現(xiàn)電容的電壓被充得很高，幾乎沒有波動(dòng)，而IC 的輸出端振鈴電壓高達(dá)184v，波形如下

三、將振鈴吸收電路的電阻增大

將 1 號(hào)電源的200k 電阻換成510k，測(cè)得振鈴吸收電路電容上的電壓波形如下，可見電容上的電壓提高不少，振鈴電壓也提高約6v，振鈴前后的電壓差也減小約4v，可見振鈴吸收電路的效果減小，損耗也減小

將2 號(hào)電源的150k 電阻換成510k，振鈴吸收電路電容上的電壓波形如下。換電阻前，振鈴脈沖最高電壓約112v，但捕捉到的112v 脈沖極少，捕捉到的高值以111v 為主，換電阻后，振鈴脈沖最高電壓仍為112v，捕捉到的112v 脈沖較多，也就是說，把150k 電阻換成510k 后，振鈴電壓提高大約1v，而振鈴前的電壓由約68v（最低67v）提高到了約76v，電壓差由約15v 下降到約6v?？梢?，適當(dāng)增大電阻后，振鈴波峰并沒有明顯上升，但損耗明顯下降。第二個(gè)振鈴波峰明顯減小，但仍明顯，應(yīng)該可以將電阻再適當(dāng)增大。

四、更換1 號(hào)電源振鈴吸收電路的二極管

將 1 號(hào)電源振鈴吸收電路的快恢復(fù)二極管RS1M 換成普通整流二極管1N4007（參數(shù)同M7），振鈴峰值約140v，比原電路下降近2v，振鈴前后的電壓差約5v，比原來減少一半，也就是損耗下降約一半。在平均電壓約99v 下，510k電阻可以將1000pF 電容放電99v/510k*15 μ s/1000pF=2.9v， 消耗功率為99v*99v/510kΩ=0.019w，實(shí)測(cè)是下降約5.2v，應(yīng)該是二極管PN 結(jié)電容放電的結(jié)果，損耗約0.015w。

實(shí)際設(shè)計(jì)中，電阻的選擇應(yīng)使振鈴脈沖前后電容的電壓盡量接近次級(jí)工作時(shí)開關(guān)管的漏極（或集電極）電壓，若振鈴前的電壓較低，則應(yīng)增大電阻以減小損耗，若電壓較高，應(yīng)減小電阻以降低電壓，降低脈沖電壓。

五、小結(jié)

本次實(shí)驗(yàn)可以得到三個(gè)結(jié)論：

1、振鈴吸收電路是不能省略電阻的；

2、普通整流二極管用于振鈴吸收電路效果比快恢復(fù)二極管好；

3、適當(dāng)增大振鈴吸收電路的電阻可以在不明顯影響振鈴吸收的前提下減小損耗。

師長(zhǎng)，我是31號(hào)才開貼的，給我留點(diǎn)時(shí)間哇

↑↑↑上圖紅框部分：

兩個(gè)Y電容，為高頻干擾提供泄放回路

前段時(shí)間有個(gè)新聞：一女子手機(jī)在充電，自動(dòng)定了個(gè)萬元套房。

后來查證為充電器劣質(zhì)，變壓器初次級(jí)沒有Y電容，高頻噪聲影響了電容屏的檢測(cè)，導(dǎo)致連續(xù)誤操作。

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下面講講這個(gè)電路工作原理：

(1) 工作模式：DCM模式，以實(shí)現(xiàn)THD<8%；

MOS管的關(guān)斷時(shí)間Toff受反饋環(huán)路（即COMP腳電壓）控制，Vcomp越高，Ton越大，二者是正比關(guān)系，一旦Toff確定，它將不隨交流輸入電壓相位角變化；

在外部MOS 管的導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)，原邊電流會(huì)從0mA線性增加到峰值，該電流通過感應(yīng)電阻由CS 腳檢測(cè)。當(dāng)原邊電流達(dá)到閥值極限，MT7932 會(huì)立即關(guān)閉MOS 管。當(dāng)副邊電流耗盡時(shí)，會(huì)再次開啟MOS 管。峰值電流的閥值會(huì)跟蹤整流后的母線電壓的正弦波形。因此，電感電流的包絡(luò)也是正弦波形，因而可實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)。

（2）恒流原理： 芯片CS腳檢測(cè)變壓器初級(jí)線圈的峰值電流，DSEN腳檢測(cè)變壓器（次級(jí)線圈）的退磁時(shí)間，通過內(nèi)部運(yùn)算電路，實(shí)時(shí)地檢測(cè)出輸出電流，然后經(jīng)過COMP腳電容進(jìn)行平均運(yùn)算，將這一信號(hào)與芯片內(nèi)部的參考電壓（Vfb=0.40V）比較，并由此確定Toff。因此，整個(gè)電源工作在負(fù)反饋系統(tǒng)中，芯片能夠準(zhǔn)確控制輸出電流的大小。

(3) 一致性：輸出電流只與芯片內(nèi)部基準(zhǔn)Vfb (400mV)、采樣電阻Rs相關(guān)，無論輸入電壓、輸出電壓、變壓器的Lp發(fā)生任何變化，芯片都可以調(diào)整MOS管導(dǎo)通時(shí)間Ton，保證輸出電流不變，批量生產(chǎn)一致性好；

(4) 開關(guān)頻率：芯片的Ton由反饋環(huán)路決定，Toff由變壓器次級(jí)線圈的退磁時(shí)間決定，

因此工作頻率并不固定?？傮w來講，頻率范圍是（40Khz -- 150Khz）。

  （5）過壓保護(hù)：DSEN 腳電壓高于3.2V 且發(fā)生三次，則被判定為輸出開路。芯片將關(guān)閉 PWM 開關(guān)信號(hào)，VDD 電壓逐漸降至UVLO 閾值，并進(jìn)入重啟模式。

  （6）短路保護(hù)：如果DSEN 腳電壓在關(guān)斷時(shí)間內(nèi)低于400mV，并持續(xù)5~10 毫秒，則開啟短路保護(hù)功能。PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)將停止。當(dāng)VDD 電壓逐漸降至低于UVLO 閾值時(shí)，系統(tǒng)將進(jìn)入重啟模式。 上述重啟過程將一直重復(fù)，直到短路消除。

  （7）過流保護(hù)：一旦CS 腳電壓超過2.0V，MT7932 將立即關(guān)斷功率MOS 管。這種逐周期過流檢測(cè)的方式保護(hù)了相關(guān)的元件免于損壞，如功率MOS 管，變壓器等等。

  變壓器的計(jì)算：

輸入電壓、電流均為正玄波，所以變壓器需要積分半個(gè)工頻周期能量來計(jì)算，公式較為復(fù)雜，在這里就不詳細(xì)說了，我這里有設(shè)計(jì)工具，有興趣的朋友可以跟我要。

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↑↑↑PCB圖，元器件不多，用的單面板。

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線性調(diào)整率、效率、PF、THD：

  負(fù)載調(diào)整率：

  EMI測(cè)試：

  短路測(cè)試

110Vac/230Vac 輸入，輸出接36V LED，在下列情況下：

先短路輸出端，再給電源板通電；

先給電源板通電，再短路輸出端；

測(cè)試結(jié)果：電源板沒有元器件損壞，此時(shí)輸入平均功率小于0.5W；

取消短路狀態(tài)，電源板可以恢復(fù)正常工作。

  開路測(cè)試

110Vac/230Vac 輸入，輸出接36V LED，以下兩種情況下：

先讓電源板正常工作，然后斷開輸出負(fù)載；

先讓負(fù)載開路，再給電源板通電；

測(cè)試結(jié)果：電源板沒有元器件損壞，此時(shí)輸入平均功率小于0.5W，輸出電壓小于49V；

取消開路狀態(tài)，電源板可以恢復(fù)正常工作。

板子實(shí)物圖：

旁邊的小板做什么的？這是一個(gè)簡(jiǎn)易去紋波電路，由于時(shí)間關(guān)系，沒有整合到一塊線路板上。

只調(diào)試環(huán)路來實(shí)現(xiàn)紋波低于3%，在這種單級(jí)PFC線路上是絕對(duì)不可能實(shí)現(xiàn)的（有不服的請(qǐng)拿出實(shí)物及測(cè)試報(bào)告來反駁），

在饅頭波接近谷底時(shí)，母線電壓很低，要想在此時(shí)維持波峰相同的能量輸出，那此時(shí)輸入電流必然增加而導(dǎo)致畸變，

電流畸變會(huì)導(dǎo)致PF降低，隨之THD就不能保證小于8%。

單級(jí)PFC紋波要低于20%的話，還是比較好調(diào)的。

輸出紋波測(cè)試，實(shí)際紋波約為2.8%

電源網(wǎng)-54W_1500mA-Surge3.0KV-PCB文件.rar

電源網(wǎng)-54W_1500mA-Surge3.0KV-原理圖.rar

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結(jié)帖

消除頻閃是怎么做到的？

壓敏放在工字電感之后，優(yōu)于工字電感之前；

浪涌尖峰到來時(shí)，壓敏瞬間導(dǎo)通，電感放在前面對(duì)浪涌有抑制作用，效果非常明顯；

我測(cè)試過，相同的元器件參數(shù)的情況下，放在工字電感之后浪涌電壓可以打得更高。

去頻閃電路的電路圖呢？

那再補(bǔ)充一點(diǎn)吧，去紋波有兩種方式：

1.用帶控制器驅(qū)動(dòng)MOS：優(yōu)點(diǎn)可以實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)，比如有些需要調(diào)光的產(chǎn)品，通過檢測(cè)MOS源極電阻上的電壓，就可以實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)了。缺點(diǎn)太貴。

2.分立元器件：優(yōu)點(diǎn)成本低，是需要三顆元器件，缺點(diǎn)就是自適應(yīng)差。

上圖就是帶控制器的去紋波電路，芯片CS腳采樣紋波電流，內(nèi)部積分處理后轉(zhuǎn)換成一個(gè)電壓落在芯片三腳，根據(jù)電壓高低調(diào)整DRV腳電壓，實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)去紋波

在這轉(zhuǎn)換之間會(huì)有一點(diǎn)延遲，但是一般紋波頻率都很低，100Hz，周期時(shí)間長(zhǎng)，所以沒有關(guān)系。

芯片第6腳，只做短路保護(hù)用。

這就是分立器件的去文波電路了。

這里的管子當(dāng)可變電阻用是吧？