頂起來         

這個(gè)不是我之前跟你討論過的么？

并且別的公司已經(jīng)有產(chǎn)品了！

漏感作為續(xù)流電感，這想法非常好

愿聞其祥

以前探討的是有源鉗位型的正反激，這個(gè)電路不用鉗位電容，是比較正統(tǒng)的正激+反激結(jié)構(gòu)。

是哪家的產(chǎn)品給介紹一下？ 如果是一樣的電路就可以少走彎路了

想要利用漏感就要為漏感電流設(shè)計(jì)一條通道，比如LLC電路、有源鉗位電路、雙管電路等，這里要探討的是后一種硬開關(guān)雙管電路。

常見的雙管電路有雙管正激、雙管反激，這里的電路將由雙管反激展開…

                                                           圖1-1-1 雙管反激電路

雙管反激和普通的反激電路原理是一樣的，區(qū)別是雙管反激為漏感提供了通道可以實(shí)現(xiàn)漏感能量回收。通常在設(shè)計(jì)反激電源時(shí)都忽略了漏感（Lr）的影響或假設(shè)漏感很小，因這里的應(yīng)用要利用漏感儲(chǔ)能所以就不能將漏感設(shè)計(jì)的很小，考慮大漏感的分析過程如下：

靜待大師詳解。

1、         斷續(xù)模式：

                                         圖1-1-2 雙管反激斷續(xù)模式電流波形

Ton時(shí)間段，電感Lr、Lm電流同步增加斜率為Uin/(Lm+Lr)；Toff時(shí)間段，勵(lì)磁電流Ilm的斜率為-Uo/Lm，漏感電流Ilr的斜率為-(Uin-Uo)/Lr。

其中圖中的陰影區(qū)域?yàn)榛厥针娏饔陕└性斐刹荒軅鬏數(shù)捷敵龆耍绻娐肥遣捎玫钠胀?span>RCD吸收這部分能量都將被消耗掉，所以陰影區(qū)域越小越好（漏感越小越好）。

2、         連續(xù)模式：

                                    圖1-1-3 雙管反激連續(xù)模式電流波形

連續(xù)模式可以將波形分為4個(gè)區(qū)域，區(qū)域①漏感電流斜率(Uin+Uo)/Lr，區(qū)域②漏感和勵(lì)磁電感的斜率Uin/(Lm+Lr)，區(qū)域③漏感電流斜率-(Uin-Uo)/Lr，區(qū)域④勵(lì)磁電流斜率-Uo/Lm。

連續(xù)模式時(shí)有個(gè)很關(guān)鍵的伏秒平衡方程：

如果忽略漏感Lr上述公式就變成了常見的伏秒平衡公式，注意上述公式中Don2≠Don而是指區(qū)域2的占空比。在連續(xù)模式占空比不變的條件下，隨著負(fù)載的加重輸出電壓降低的問題，除了電路損耗外從上述公式也能體現(xiàn)出來?；蛘哒f如果不考慮效率的因素，只有知道了Uin，Uo，Don，Lm，Lr就可以推斷出輸出負(fù)載大小或者是輸出功率大?。?span>CCM模式），因?yàn)樨?fù)載變Uo一定變而且他們的關(guān)系是唯一的。

根據(jù)公式描繪出電流波形并同Saber的仿真結(jié)果做對比如下：

                         圖1-1-4 雙管反激Saber仿真與Mathcad計(jì)算對比

上圖的對比結(jié)果顯示上述對電路原理的分析并無太大偏差。

鐵城幾年前都有想關(guān)產(chǎn)品了，效率還不錯(cuò)！200-420輸入，輸出13.8伏84安，效率93+！

有了電流方程后可以很方便的進(jìn)行后續(xù)分析，下圖為等負(fù)載增益曲線

                                       圖1-1-5 雙管反激等負(fù)載增益曲線

圖中的灰線Ro=R.BCM為臨界增益曲線，由于沒有對方程進(jìn)行整理（整理后的方程估計(jì)為一元三次方程）而是直接用root工具求解，在自定義取值區(qū)間上有些麻煩造成部分曲線出現(xiàn)斷線的情況。

設(shè)漏感的百分比為k，可以得到不同漏感下的直流增益曲線圖：

                                        圖1-1-6 不同漏感下的增益曲線

當(dāng)設(shè)漏感Lr=0時(shí)計(jì)算曲線與理論增益曲線重合。

只需把圖1-1-1雙管反激電路的變壓器輸出同名端調(diào)換一下就可以變成以漏感為續(xù)流電感的雙管正激電路。

                                                   圖2-1 利用漏感儲(chǔ)能的雙管正激電路

這種電路的輸出側(cè)不需要額外增加續(xù)流電感，漏感既為續(xù)流電感。初級側(cè)的二極管作為續(xù)流二極管，通常應(yīng)用初級側(cè)都是承受高壓小電流所以相對來說效率可能會(huì)提高一點(diǎn)。

還是自己測一下吧！

后面是準(zhǔn)備實(shí)際操作一下做個(gè)驗(yàn)證。

漏感續(xù)流雙管正激電路電流波形如下：

                                                         圖2-2 漏感續(xù)流雙管正激電流波形

區(qū)域①漏感電流斜率(Uin-Uo)/Lr；區(qū)域②漏感電流斜率-(Uin+Uo)/Lr；區(qū)域③漏感、勵(lì)磁電感斜率-Uin/(Lm+Lr)；區(qū)域①、②勵(lì)磁電感斜率Uo/Lm。

漏感作為續(xù)流電感缺點(diǎn)是不能工作在連續(xù)模式，因?yàn)槿绻└泄ぷ髟?span>CCM模式勵(lì)磁電感就沒有磁復(fù)位的時(shí)間，最終會(huì)導(dǎo)致變壓器飽和。目前還沒有想到有什么辦法能解決這個(gè)問題，如果有那么這種電路將優(yōu)于普通的正激電路。

其等負(fù)載增益曲線如下：

                                      圖2-3 漏感續(xù)流雙管正激等負(fù)載增益曲線

其中k=Lr/Lm表示漏感百分比（圖中取k=20%）。

從上述對兩種電路的分析中可以發(fā)現(xiàn)反激電路是利用勵(lì)磁電感 Lm傳遞能量，漏感Lr是不利因素；正激電路是利用漏感Lr傳遞能量，勵(lì)磁電感Lm是不利因素。如果把兩種電路結(jié)合起來能否變不利為有利因素？正反激電路就這樣產(chǎn)生了。

                                                                    圖3-1 雙管正反激電路

如上圖正反激電路的輸出側(cè)同時(shí)包含了正激繞組和反激繞組，如果換個(gè)角度這種電路同LLC電路非常的相似，特性也比較相似（除軟開關(guān)特性外）。

兩種電路的仿真波形對比如下：

                                                      圖3-2 LLC電路與漏感續(xù)流正反激電流波形對比

上圖電流波形為相同負(fù)載、相同輸出電壓（既相同同輸出功率）的條件下獲得，由這個(gè)電流波形可知這種正反激電路無任何優(yōu)勢……

LLC電路變壓器工作于一、三象限，漏感續(xù)流正反激電路工作于第一象限，相同輸出功率下后者峰值電流為前者的兩倍多（正弦波有效值高于三角波）。原本認(rèn)為漏感續(xù)流正反激電路的勵(lì)磁電感能量可以傳遞到次級，實(shí)際上勵(lì)磁電流并沒有傳遞過去而是以直流分量的形式存在于初級側(cè)繞組中。

如果將LLC電路的諧振電容用母線電容替代，使開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于諧振頻率也算是一種正反激電路

                                                       圖3-3 大諧振電容LLC電路波形

無輸出濾波電感的推挽電路、全橋電路也可以實(shí)現(xiàn)臨界模式正反激效果。

學(xué)到不少東西，希望大師能做出產(chǎn)品來驗(yàn)證一下。讓我等開下眼界

大師可不敢當(dāng)，這種電路目前還沒發(fā)掘出優(yōu)點(diǎn)有待進(jìn)一步的研究。

通過之前的分析發(fā)現(xiàn)利用變壓器的初級側(cè)漏感來實(shí)現(xiàn)正反激電路效果一般，或許可以利用次級側(cè)漏感，初級側(cè)漏感更適合在軟開關(guān)的應(yīng)用上。

初級側(cè)的漏感也不是一無是處，圖1-1-4可見大的漏感可以降低開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的電流上升速度（di/dt）從而有益于CCM模式下輸出二極管的反向恢復(fù)問題。不過大的漏感會(huì)降低電源效率，為解決這一矛盾提出一種兼容CCM和DCM優(yōu)點(diǎn)的反激電路。

                                            圖4-1 兼容 CCM&DCM反激電路

這種電路在以前發(fā)過一個(gè)仿真帖，經(jīng)過進(jìn)一步的分析發(fā)現(xiàn)這個(gè)電路是非常具有實(shí)用價(jià)值的，這次準(zhǔn)備將其主要特性及設(shè)計(jì)過程推導(dǎo)出來。

先說說這個(gè)電路的優(yōu)缺點(diǎn)，缺點(diǎn)：

需要兩個(gè)變壓器及兩個(gè)輸出二極管，這其實(shí)并不算缺點(diǎn)，假設(shè)要設(shè)計(jì)一個(gè)60W的反激電源，可將CCM變壓器和二極管設(shè)計(jì)成55W，將DCM變壓器和二極管設(shè)計(jì)成5W，總功率之和還是60W，理論上成本和體積是不變的。

優(yōu)點(diǎn)：

同DCM模式一樣MOS管零電流開通，輸出二極管零電流關(guān)斷無反向恢復(fù)問題；同CCM模式一樣峰值電流小電源效率高，兼容二者的優(yōu)點(diǎn)又近似于普通反激特性。

電路中的兩個(gè)變壓器參數(shù)各不相同所以在設(shè)計(jì)上也與單個(gè)變壓器的設(shè)計(jì)略有不同，先采用近似法推導(dǎo)，后面可能會(huì)進(jìn)行精確設(shè)計(jì)方法的推導(dǎo)（如果有必要）。

變壓器的設(shè)計(jì)是靈活多變的，這里準(zhǔn)備采用圖解的形式窮其解而后根據(jù)需求和應(yīng)用來選擇恰當(dāng)?shù)膮?shù)，先假設(shè)工作與CCM模式下的變壓器為主變壓器1，工作于DCM模式下的變壓器為輔助變壓器2。

設(shè)計(jì)參數(shù)如下：

Vinmin=100V ，Vinmax=380V，Vout=12V

Pout=72W，fs=60kHz，Vd=0.7V。

第一、 確立反射電壓與匝比的關(guān)系

對于主變壓器1反射電壓與匝比的關(guān)系如下：

                       圖4-2 主變壓器反射電壓與匝比的關(guān)系

對于輔助變壓器2 反射電壓與匝比的關(guān)系如下：

                       圖4-3 輔助變壓器反射電壓與匝比的關(guān)系

這里將X軸的坐標(biāo)換成了兩個(gè)變壓器匝比之比，以主匝比為參考。 

因?yàn)閮蓚€(gè)變壓器初級是串聯(lián)的所以反射電壓為二者之和：

                              圖4-4 總的反射電壓與匝比的關(guān)系

圖4-4為四條等主匝比（N1=7~4），反射電壓與輔助匝比的關(guān)系圖，如果選用600V開關(guān)管并假設(shè)漏感吸收及余量預(yù)留100V，反射電壓應(yīng)小于600V-100V-Vinmax=120V。圖中120V線以下可選的曲線很多，這時(shí)需要另一個(gè)約束條件——最大占空比選擇。

第二、 最大占空比與匝比的關(guān)系

最大占空比是以工作在CCM模式的主變壓器為參考計(jì)算的，實(shí)際上工作于DCM模式的輔助變壓器會(huì)對計(jì)算帶來一些影響，采用近似計(jì)算時(shí)忽略了這些影響。

 

                                   圖4-3 占空比與匝比的關(guān)系

從上圖這些曲線中可以選取出最大占空比的范圍。像這種全電壓范圍的占空比大于0.5是比較合適的，但很多資料為了避免采用斜坡補(bǔ)償都按0.45占空比來設(shè)計(jì)，這里也暫時(shí)先按0.45占空比來設(shè)計(jì)。

(斜坡補(bǔ)償設(shè)計(jì)參考：http://www.15119.cn/bbs/2445176.html)

取主匝比N1=5.5，輔助匝比N2=0.935，再回頭算反射電壓Vor=81.7V。

                                           圖4-4 占空比、反射電壓與匝比

第三、 電感量設(shè)計(jì)

主變壓器功率與電感量的臨界模式曲線如下：

 

                              圖4-5 主變壓器電感臨界曲線

上圖中臨界曲線以下為CCM模式，這里取感量Lp1=400uH，假設(shè)72W功率全由主變壓器處理其對應(yīng)的高壓電流紋波系數(shù)r=2.026低壓電流紋波系數(shù)r=0.906。

輔助變壓器的電感量設(shè)計(jì)要滿足其始終工作在BCM或DCM模式下，按BCM設(shè)計(jì)的公式及結(jié)果如下：

 

                            圖4-6 輔助變壓器電感臨界曲線

綜合上面三個(gè)步驟得到兩個(gè)變壓器參數(shù)如下：

N1=5.5           Lp1=400uH

N2=0.935        Lp2=41.6uH

Don=0.45        Vor=81.724V

按上述參數(shù)用Saber軟件進(jìn)行仿真驗(yàn)證結(jié)果如下：

 

                                                 圖4-7 電參數(shù)設(shè)計(jì)驗(yàn)證

Vds=Vinmin+Vor=100+81.724=181.7≈182，副變壓器電感工作在BCM模式與設(shè)計(jì)比較接近。

下面用仿真顯示這個(gè)輔助變壓器對初級零電流開、次級零電流關(guān)的效果：

 

                                                   圖4-8 零電流開關(guān)

仿真中輔助變壓器采用的電感量為30uH小于臨界電感，由于這個(gè)電感工作于DCM模式所以MOS管開啟時(shí)電流是從零逐漸增加的（主變壓器電感CCM模式），相應(yīng)的輸出二極管電流逐漸降低至零，這個(gè)輔助變壓器的電感量決定了電流恢復(fù)時(shí)間，其感量設(shè)計(jì)成大于二極管的反向恢復(fù)時(shí)間即可。

普通反激變壓器的漏感相對比較小假設(shè)為2%約8uH，仿真結(jié)果如下：

 

                                             圖4-9 正常小漏感反激波形

上圖顯示普通反激漏感小電流關(guān)斷時(shí)間短輸出二極管反向恢復(fù)問題嚴(yán)重，如果加大漏感又會(huì)降低效率，所以這種初級DCM&CCM變壓器串聯(lián)的應(yīng)用能很好的解決這一問題。

將電路中二極管換成反向恢復(fù)時(shí)間大約200nS的二極管，分別仿真普通的反激和這種初級DCM&CCM串聯(lián)反激的實(shí)際效果：

 

                              圖4-10-1 普通反激存在反向恢復(fù)問題引發(fā)電流尖峰

普通反激由于輸出二極管存在反向恢復(fù)問題不能立即關(guān)斷，導(dǎo)致初級MOS管在開通時(shí)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)尖峰電流（變壓器或其它寄生電容也會(huì)有這樣的尖峰）。這個(gè)尖峰電流會(huì)增加MOS管的損耗引起效率下降，另外次級導(dǎo)線不可避免的會(huì)存在寄生電感，這個(gè)寄生電感和尖峰電流的共同作用下會(huì)在次級二極管上產(chǎn)生高壓，所以CCM模式還要在二極管上加RC吸收電路。

當(dāng)采用這種DCM&CCM串聯(lián)模式時(shí)所有的問題都可以解決了。

 

                                       圖4-10-2 DCM&CCM無反向恢復(fù)問題

通過調(diào)整參數(shù)發(fā)現(xiàn)增大輔助變壓器的比重后效果會(huì)更好，參數(shù)如下：

N1=3.217           Lp1=300uH

N2=3.217           Lp2=142.8uH

Don=0.45           Vor=81.724V

 

                                    圖4-11-1 100V輸入主、輔變壓器同匝比

由于提高了輔助變壓器的感量使電流的上升、下降坡度更緩了，對輸出二極管的反向恢復(fù)時(shí)間要求更低了。輸出二極管的峰值電流降低了，不過輔助二極管要分?jǐn)偢嗟碾娏髁恕?

 

                               圖4-11-2 380V輸入，主、輔變壓器同匝比

上圖輸入電壓切換到380V高壓后的波形。