先搭建一個(gè)非線性電感模型，見下圖：

                         圖1-3 非線性反激變壓器（電感）模型

圖中變壓器電感分別由600uH、200uH兩個(gè)電感串聯(lián)構(gòu)成，假設(shè)當(dāng)電流大于1A時(shí)600uH電感飽和（飽和后600uH電感自成回路），電路的總等效電感由800uH跳變至200uH。根據(jù)這個(gè)模型做的仿真如下：

                                        圖1-4 輕、重載非線性反激仿真對比

見上圖仿真，當(dāng)輕載電流小于1A時(shí)電路中等效電感為800uH，重載時(shí)當(dāng)電流大于1A后等效電感變?yōu)?span>200uH。連續(xù)模式時(shí)感量不影響輸出電壓所以輸出不變。

這里只有兩個(gè)電感串聯(lián)比較簡單，當(dāng)模型取多組電感串聯(lián)后可模擬出接近真實(shí)的非線性曲線。目前需要確認(rèn)的是這個(gè)模型是否準(zhǔn)確，能否用來模擬非線性電感？

如果上述模型正確的話可以設(shè)計(jì)一個(gè)從輕載到滿載全程CCM模式的反激電源，

                                      圖1-5 全負(fù)載范圍CCM模式

上面仿真中選取可飽和電感20mH（假設(shè)0.5A飽和），功率電感400uH，PWM占空比恒定不變，從輕載到重載開環(huán)情況下輸出都為12V不變。

模擬這種定占空比全負(fù)載范圍CCM模式電路上電及負(fù)載跳變時(shí)的動(dòng)態(tài)特性如下：

                                           圖1-6-1 非線性變壓器反激動(dòng)態(tài)特性

上圖為負(fù)載70W-0.5W-70W跳變，從仿真結(jié)果看動(dòng)態(tài)特性很差。這里占空比始終沒有改變所以動(dòng)態(tài)特性應(yīng)該不是受“非線性”因素影響的，估計(jì)是由20mH可飽和電感工作于深度CCM模式造成的。

在保證全程CCM模式的前提下降低飽和電感的飽和門限（仿真中設(shè)置為50mA），并在飽和電感旁并聯(lián)一個(gè)電容，電路的動(dòng)態(tài)特性將得到極大改善，結(jié)果如下：

                                 圖1-6-2 非線性變壓器反激動(dòng)態(tài)特性1

這或許說明飽和電感在電路中只充當(dāng)輔助器件的效果更佳。

可變電感的想法最初源自于軟開關(guān)，如果在恒定輸入、恒定負(fù)載條件下是很容易實(shí)現(xiàn)高效軟開關(guān)的，但在全電壓、全負(fù)載范圍目前好像還沒有哪種軟開關(guān)拓?fù)淠茏龅饺誊涢_關(guān)，如果讓輕載也實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的話則重載時(shí)就會產(chǎn)生過高的無功功率（環(huán)流）。

如果有了可控可變電感（或可控可變電容）那么全程軟開關(guān)應(yīng)該就有機(jī)會實(shí)現(xiàn)了。

在古老的磁飽和穩(wěn)壓器控制方案中，有這樣的方式，即利用用一只可控硅導(dǎo)通角控制變壓器的一個(gè)反方向線圈電流大小，從而改變變壓器磁通量大小，從而調(diào)節(jié)飽和點(diǎn)位置。。。。

這也是一種可變電感方式

首先用Qr反激電源來做測試驗(yàn)證，參照之前分析LLC電路采用的方法將Qr反激的各段波形進(jìn)行組合繪制出其工作波形并同Saber仿真對比如下：

                                               圖1-7-1 Qr模式重載波形對比

參數(shù)：Don=0.35，Lp=100uH，Cqr=26nF，Ro=2，Uin=100，Uo=12，n=6.5，fs=60kHz。

                                                 圖1-7-2 Qr模式輕載波形對比

參數(shù)：Don=0.0625，Lp=280uH，Cqr=26nF，Ro=44.3，Uin=100，Uo=12，n=6.5，fs=60kHz。

通過波形對比可以驗(yàn)證計(jì)算公式是準(zhǔn)確的，也可以實(shí)現(xiàn)輕載到重載都為定頻Qr模式（始終第一谷底導(dǎo)通）。上面的仿真和計(jì)算尚未達(dá)到最低谷底點(diǎn)，如果再增加谷底導(dǎo)通這一約束條件則能解出不同輸出功率下對應(yīng)的唯一占空比和唯一電感量值。（仿真和計(jì)算都忽略了漏感的影響，參數(shù)中MOS管并聯(lián)的電容Cqr值似乎有些大）

按上述參數(shù)及谷底導(dǎo)通約束條件繪制的電感/占空比和功率/占空比關(guān)系曲線如下：

                      圖1-8 定頻Qr模式占空比與電感量、輸出功率的關(guān)系

下一步如何在電路上實(shí)現(xiàn)這個(gè)非線性電感及控制方案有些棘手了。

嘗試非線性磁芯在Qr反激上的應(yīng)用，先假設(shè)一個(gè)磁芯其感量和電流的關(guān)系如下：

                                  圖1-9 假設(shè)一個(gè)非線性電感

將此電感應(yīng)用于Qr反激上的仿真結(jié)果如下：

                         圖1-10 非線性磁芯應(yīng)用于反激從輕載到重載波形

當(dāng)采用不可控非線性電感時(shí)隨著占空比增大（負(fù)載加重）導(dǎo)通時(shí)刻會逐漸偏離谷底，如果仍然期望谷底導(dǎo)通則需要更陡峭的L/I曲線或者是降低開關(guān)頻率，帶來的副作用是峰值電流會變高。

增加一個(gè)可控電流源，將電路改進(jìn)成可控電感式Qr反激，如下：

                         圖1-11-1 可控電感Qr反激電路

其中不加控制電流時(shí)的L/I曲線規(guī)律近似如下：

                圖1-11-2 可控非線性電感

此電感（變壓器）匹配可控電流源在不同占空比下的波形如下：

                                    圖1-11-3  Qr反激可控電感仿真波形

上圖中左圖可控電流源0A、占空比0.05，中圖可控電流源1.2A、占空比0.15，右圖可控電流源3.8A、占空比0.33。

從仿真結(jié)果看當(dāng)采用可控電流源后可以實(shí)現(xiàn)定頻Qr反激這一預(yù)期目的，但可控電流源會帶來一些損耗（非超導(dǎo)體及理想器件），等同于其它軟開關(guān)電路中環(huán)流一般的存在。

要實(shí)現(xiàn)電感可控而又沒有環(huán)流的方案目前能想到的只有組合式方案了，如在另外的帖子中討論過的三路并聯(lián)Qr反激。

                     圖1-12 組合式Qr反激

如上圖輕載一路選用大電感、小MOS管，重載一路選用小電感、大MOS管。當(dāng)負(fù)載由輕到重變化時(shí)三路電源依此開啟，每一路的開關(guān)頻率都可以限制在一定的范圍內(nèi)比如60kHz~100kHz， 這樣不僅降低了頻率變化范圍還能兼容輕重載效率。

開關(guān)電源也可以采用集成的方式，實(shí)現(xiàn)標(biāo)準(zhǔn)模塊化電源。

                                           圖1-13 集成式開關(guān)電源

如上圖可以設(shè)計(jì)一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)單元比如功率1W，如果輸出功率10W的就并聯(lián)10個(gè)單元，如果輸出功率100W就并聯(lián)100個(gè)單元……，控制上也可以采用獨(dú)立的交錯(cuò)式。相對于半導(dǎo)體的高度集成化，目前變壓器的技術(shù)有些落后了。