上一個(gè)專(zhuān)題講述了開(kāi)關(guān)電源的一些常見(jiàn)拓?fù)洌@個(gè)專(zhuān)題準(zhǔn)備開(kāi)始總結(jié)一些控制模式相關(guān)的內(nèi)容。開(kāi)關(guān)電源某種角度來(lái)講可以分為兩個(gè)部分，一部分是大信號(hào)回路，主要走功率信號(hào)，其實(shí)拓?fù)鋵?zhuān)題講述的就是功率信號(hào)的傳輸；另一部分是小信號(hào)回路，主要走控制信號(hào)和反饋信號(hào)，下面就把小信號(hào)回路（主要是控制電路和反饋電路）做個(gè)歸納總結(jié)，一方面投稿，另一方面也算個(gè)人的知識(shí)點(diǎn)梳理吧。
開(kāi)關(guān)電源的控制方式有很多，耳熟能詳?shù)挠须妷耗Ｊ?、峰值電流模式、谷點(diǎn)電流模式、COT模式等等，但最經(jīng)典也是最傳統(tǒng)的一種還要數(shù)電壓模式控制（VMC），雖然在現(xiàn)代開(kāi)關(guān)變換器中逐漸被電流、COT等模式取代，但它的原理簡(jiǎn)單，頻率固定，很容易采用數(shù)學(xué)工具建模分析，因此必須首先介紹：
圖1.電壓模式控制電路
如圖1所示，是典型的電壓型控制模式的BUCK電路原理圖，如果僅關(guān)注控制部分，則它由誤差放大器、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、比較器等部分構(gòu)成?？刂骗h(huán)路僅有一個(gè)電壓反饋環(huán)，誤差放大器的同相端連接參考電壓VREF，反向端連接feedback電壓，輸出端COMP電壓為Ve。電壓放大器的輸出連接到PWM比較器的同相端，反向端輸入信號(hào)為斜坡發(fā)生器輸出的連續(xù)鋸齒波，它由固定頻率時(shí)鐘信號(hào)產(chǎn)生。
圖2. 穩(wěn)態(tài)下控制電路波形圖
圖2所示為穩(wěn)態(tài)條件下電壓型控制模式的關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)波形圖，Ve是誤差放大器輸出信號(hào)，VR是斜坡發(fā)生器輸出的連續(xù)鋸齒波信號(hào)。它的工作過(guò)程有兩個(gè)階段：
- 時(shí)鐘振蕩器輸出脈沖信號(hào)為高電平，高端的開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，開(kāi)始一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，電感所加的電壓為正，電感激磁，電流線(xiàn)性上升。由于鋸齒波的電壓低于Ve的電壓，PWM比較器持續(xù)輸出高電壓。
- 當(dāng)鋸齒波的電壓增加到高于Ve的電壓時(shí)，PWM比較器輸出翻轉(zhuǎn)，高端的開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，低端的同步MOSFET或續(xù)流二極管導(dǎo)通，電感所加的電壓為負(fù)，電感去磁，電流線(xiàn)性下降。直到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始的時(shí)鐘同步信號(hào)到來(lái)，如此反復(fù)。
其瞬態(tài)調(diào)解原理如下：
- 當(dāng)輸出負(fù)載增大時(shí)，輸出電壓降低，Ve增大（負(fù)反饋），鋸齒波的電壓只有增加到更高的值才能夠和Ve相等，從而使PWM比較器翻轉(zhuǎn)，因此，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)間增長(zhǎng)，占空比增加，輸入功率增加，因此輸出電壓增加，當(dāng)輸出電壓增加到調(diào)節(jié)的范圍內(nèi)時(shí)，系統(tǒng)保持平衡。
- 當(dāng)輸出負(fù)載降低時(shí)，輸出電壓升高，Ve降低，鋸齒波的電壓在較低的值就可以等于Ve值，從而使PWM比較器翻轉(zhuǎn)，因此，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)間縮短，占空比降低，輸入功率降低，因此輸出電壓降低，當(dāng)輸出電壓降低到調(diào)節(jié)的范圍內(nèi)時(shí)，系統(tǒng)保持平衡。
電壓誤差放大器的作用是檢測(cè)緩慢變化的輸出直流電壓信號(hào)的微小變化，輸入到FB管腳。FB管腳的電壓V-與參考電壓VREF的差值被電壓誤差放大器放大輸出，輸出Ve為具有一定幅值的比較干凈的直流低頻反饋控制信號(hào)，開(kāi)關(guān)電源輸出附帶的較寬頻帶的高頻開(kāi)關(guān)噪聲信號(hào)被濾除，從而保證輸出穩(wěn)態(tài)時(shí)的穩(wěn)壓精度。
高頻開(kāi)關(guān)噪聲的頻率較高，幅值較大，如果高頻開(kāi)關(guān)噪聲衰減不夠的話(huà)，系統(tǒng)容易受到干擾，不能穩(wěn)定工作；但是高頻開(kāi)關(guān)噪聲衰減過(guò)大的話(huà)，系統(tǒng)的帶寬窄，動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢，因此要做一些折衷的設(shè)計(jì)，要保持電壓誤差放大器的低頻增益高，高頻增益低，可以通過(guò)對(duì)整個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行補(bǔ)償，使得閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定工作。
從電壓模式工作原理可以看到，系統(tǒng)沒(méi)有內(nèi)置的限流功能保護(hù)電路，同時(shí)，對(duì)于輸入和輸出的瞬變變化，系統(tǒng)響應(yīng)緩慢。當(dāng)輸入電壓突然變低或負(fù)載阻抗突然變低時(shí)，因?yàn)橹麟娐酚休^大的輸出電容和電感，電容與電感產(chǎn)生相移延時(shí)作用，輸出電壓的變低也延時(shí)滯后，輸出電壓變低的信號(hào)還要經(jīng)過(guò)電壓誤差放大器的補(bǔ)償電路的延時(shí)滯后，才能傳到PWM比較器，將脈寬變寬，這兩個(gè)延時(shí)滯后作用是暫態(tài)響應(yīng)慢的主要原因。為了提高系統(tǒng)的可靠性，必須外加限流保護(hù)電路，注意到限流保護(hù)電路只起限流的作用，并不參與系統(tǒng)的內(nèi)部的反饋調(diào)節(jié)。
電壓模式的優(yōu)點(diǎn)：
（1）由于電流信號(hào)不參與反饋，系統(tǒng)不會(huì)受到電流噪聲的干擾。
（2）PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時(shí)具有較好的抗噪聲性能。
（3）占空比調(diào)節(jié)不受限制。
（4）對(duì)于多路輸出電源，它們之間的交互調(diào)節(jié)性能較好。
（5）單一電壓閉環(huán)反饋設(shè)計(jì)，調(diào)試比較容易。
（6）低的輸出阻抗。
電壓模式的缺點(diǎn)：
- 單反饋環(huán)控制系統(tǒng)，輸出LC濾波器在控制環(huán)中產(chǎn)生雙極點(diǎn)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢，需要 增加一個(gè)零點(diǎn)對(duì)主極點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償，因此反饋補(bǔ)償設(shè)計(jì)比較復(fù)雜，需要更多額外的器件仔細(xì)設(shè)計(jì)補(bǔ)償環(huán)路，來(lái)優(yōu)化負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。
- 環(huán)路增益是輸出電容ESR的函數(shù)，輸出電容影響反饋環(huán)，需要電解電容或鉭電容穩(wěn)定控制回路以維持良好的高頻響應(yīng)；在相同均方根工作電流的需求下，相同電容值的電解電容或鉭電容比陶瓷電容的體積更大，同時(shí)輸出電壓的波動(dòng)也更大。環(huán)路的增益是輸入電壓的函數(shù),對(duì)輸入電壓的變化動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢，需要輸入電壓前饋。
- 電壓模式的反饋設(shè)計(jì)通常選取穿越頻率為1/5-1/10的開(kāi)關(guān)頻率，環(huán)路補(bǔ)償采用III類(lèi)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)：3個(gè)極點(diǎn)和2個(gè)零點(diǎn)，2個(gè)零點(diǎn)安排在LC諧振雙極點(diǎn)附近，以抵消雙極點(diǎn)產(chǎn)生的相位延遲；低頻積分電路用以提高低頻的直流增益，2個(gè)高頻極點(diǎn)以產(chǎn)生高頻噪聲衰減，保證在0dB穿越頻率以上環(huán)路增益保持下降。
- 用于限流控制的電流檢測(cè)緩慢不準(zhǔn)確。如果多個(gè)電源和多個(gè)相位并聯(lián)操作,需要外部電路進(jìn)行均流控制。
綜上所述，電壓型控制模式更適合一些負(fù)載低速變化、噪聲干擾嚴(yán)重的場(chǎng)合（如工業(yè)級(jí)、汽車(chē)級(jí)應(yīng)用）。下一篇會(huì)介紹針對(duì)電壓模式的缺點(diǎn)改進(jìn)而成的電流控制模式及其相關(guān)應(yīng)用，其實(shí)控制模式?jīng)]有好壞，只有適合，適合的就是最好的~