逆變器的工作方式和原理相信大家都比較熟悉了，我也是最近幾年在電源網(wǎng)逆變論壇的引導(dǎo)才涉足這個圈子的。為什么說這是一個圈子呢？因為它有著和其它開關(guān)電源不同的“生活區(qū)”。
近幾年火爆的LED電源就像生活在霧霾都市里的北京人一樣，快節(jié)奏工作的同時也在不斷創(chuàng)新（減排），基本的拓?fù)涠际茿PFC+LLC或APFC+QR，隨著功率需求不斷提高，單級PFC架構(gòu)的也慢慢消亡，上次還偶然看到了APFC+LCC產(chǎn)品。
一直充實著民用市場的充電器和適配器更是時刻與國際掛鉤，適應(yīng)全電壓輸入的同時，對效率和功耗的要求也是不斷在更新，采用BUCK PFC+LLC+SR的產(chǎn)品也偶爾浮現(xiàn)。
在這些“其它開關(guān)電源”行業(yè)，近幾年出現(xiàn)的新方案拓?fù)淇芍^是層出不窮：PSR、交錯PFC、BUCK PFC、LCC、LLC……
連載目錄：
- 交錯控制電路詳解
- 輸入電壓溫控詳解
- 前級全橋驅(qū)動詳解
- 前級全橋升壓詳解
- 后級H橋變流詳解
- 后級H橋驅(qū)動詳解
- 整機(jī)輔助電源詳解
這幾天陸續(xù)把這些完成，歡迎大家關(guān)注、收藏，不迷路。有問題可以發(fā)評論，我會盡量回答大家。
交錯控制電路詳解
典型的PSR電路
典型的交錯PFC電路
典型的BUCK PFC電路
典型的LLC電路
LCC電路架構(gòu)圖
這些新的拓?fù)淠阕鲞^的有多少？
再看看目前的逆變器行業(yè)，基本都還是用著比行業(yè)工程師平均年齡還老的方案和拓?fù)?，就像生活在深山區(qū)里的勤人一樣，有著自然的清新空氣（風(fēng)光太陽能市場），有著不必創(chuàng)新而能持續(xù)的生活法則。
市場上千篇一律的傳統(tǒng)推挽、傳統(tǒng)全橋甚至工頻方案的逆變器。是什么阻礙了逆變器新技術(shù)的發(fā)展？
是那幾十上百A的電流導(dǎo)致設(shè)計上的局限嗎？導(dǎo)致電流應(yīng)力、功率裕量、損耗、偏磁=等設(shè)計上的困難？100A左右的電流看起來是不小，但也不至于恐怖吧。
其實我們?nèi)粘＝?jīng)常接觸到這么大電流的產(chǎn)品，只是大家不覺得，電腦的主板CPU供電和顯卡的GPU供電電流都是100A+，甚至高達(dá)幾百A。
目前據(jù)說有顯卡單卡耗電800W的“電老虎級”專業(yè)顯卡，按照現(xiàn)在的GPU核心電壓1.0V來計算，GPU的供電電流有700+A了\，雙卡SLI電流高達(dá)1500A+，更恐怖的是普通主板已經(jīng)支持4路的SLI，顯卡耗電流可以達(dá)到3000A+。
某品牌主板的37相供電（CPU供電32相交錯+CPU內(nèi)置GPU供電3相交錯+VTT供電2相交錯。我一直在尋找最適合逆變器的工作拓?fù)?，也做了大量的仿真了和實驗?/p>
目前大家常用的多變壓器架構(gòu)還是初級并聯(lián)次級串聯(lián)式的推挽架構(gòu)，這種架構(gòu)在變壓器一致性存在偏差時的影響是不容忽視的，而變壓器幾乎不可能完全一致。
現(xiàn)在LED電源上用得火爆LLC架構(gòu)又不適合逆變器輸入電瓶端的寬范圍電壓，需與BOOST配合使用。最后還是想到了電腦CPU和GPU供電電源交錯控制，回想起來10年前的電腦主板CPU供電就是3-4相交錯式BUCK控制的，現(xiàn)在高端主板的CPU和顯卡的GPU供電都達(dá)到32甚至64相交錯供電了，顯卡單卡64相交錯，4卡3000A的電流算下來每相也就10A多點了。
讓我不明白的是10年前就已經(jīng)有交錯架構(gòu)的拓?fù)湓趹?yīng)用，雖然BUCK和全橋是有區(qū)別，但交錯控制原理基本還是一樣的，為什么這10多年在電流應(yīng)力也較大的逆變器行業(yè)沒有得到廣泛的應(yīng)用呢？交錯控制使得再大的電流都不再恐怖了，如果使逆變器可以像顯卡組SLI一樣，實現(xiàn)直接并聯(lián)那就完美了。
接下來在交錯推挽和交錯全橋上也做了些考量和選擇，即使是交錯式推挽，還是無法避免不對稱導(dǎo)致的偏磁，所以準(zhǔn)備先拿交錯全橋來小試牛刀。
多變壓器交錯式并聯(lián)與初級并聯(lián)次級串聯(lián)方式的對比，我會寫另外一篇文章。
PWM控制IC首選還是大家熟知的SG3525，在這里我選擇ST的SG3525A。
相比其他的控制器，它的優(yōu)點有：
1. 雙端最大占空比可以達(dá)到98%（實際在30-35K的頻率下實測也的確可以達(dá)到97~98%之間），這點對開環(huán)效率影響還是比較可觀的，部分其他品牌的SG3525標(biāo)稱卻只有96%。
2. 有同步控制端，可直接級聯(lián)或交錯控制，省去了外置穩(wěn)定的三角波電路控制的麻煩。
3. 最大工作頻率可以達(dá)到500KHz。規(guī)格書的首頁標(biāo)稱的最大工作頻率可以達(dá)到500KHz，當(dāng)然實際測試也是可以達(dá)到的，只是需要加些外圍電路讓死區(qū)時間為0。在規(guī)格書的詳細(xì)參數(shù)中標(biāo)稱卻是400KHz，但在交錯控制時，同步端的輸入信號卻又不支持500KHz，所以這個500KHz真心覺得是個忽悠，但這對實現(xiàn)多相級聯(lián)式交錯非常有用，400KHz實現(xiàn)一般的逆變器（30-35KHz 開關(guān)頻率）4相交錯還是沒問題的。
先上交錯控制部分的電路圖，說說交錯的核心。
主路的PWM控制
副路的PWM控制
本質(zhì)上2路PWM是可以部分主和副的。但為了節(jié)省外置運放反饋，利用其中一個PWM控制器內(nèi)部的運放作為反饋。同時，為了實現(xiàn)在輕載降頻的同時關(guān)閉其中一路PWM來減小待機(jī)功耗，所以在這里就分了主副來區(qū)分。
2路PWM的區(qū)別：
1. COMP端直接并聯(lián)
2. SS端分開
3. SD端分開，且主路SD直接屏蔽掉。
4. CT/RT/DIS同樣參與開關(guān)頻率的設(shè)置。
5. 主路的內(nèi)部差分運放實現(xiàn)反饋，副路的內(nèi)部運放直接屏蔽掉。
一個一個的區(qū)別來講解：
1. COMP端直接并聯(lián)。
先貼一張SG3525的內(nèi)部構(gòu)造圖看看COMP端的的區(qū)域
從這里看，COMP端是內(nèi)部差分運放的輸出端，由于采用的是主路的內(nèi)部運放負(fù)反饋的方式，所以要讓副路的內(nèi)部運放屏蔽的同時令其輸出高電位，通過負(fù)反饋下來來實現(xiàn)控制。
再看看COMP端的詳細(xì)構(gòu)造：
在COMP端內(nèi)部，并不是差分運放直接輸出到COMP，而是串聯(lián)了一只100R的電阻。
這個電阻帶來的問題是主負(fù)路的TO PWM COMPARATOR會出現(xiàn)很小的差異，等效為主路是差分運放直接輸出到主路的內(nèi)部TO PWM COMPARATOR，而副路的則需要通過1個100R的電阻到達(dá)并聯(lián)的COMP端后再通過1個100R的電阻到達(dá)內(nèi)部的TO PWM COMPARATOR，2個100R的電阻上會產(chǎn)生一個小小的壓降，實際表現(xiàn)為在閉環(huán)狀態(tài)是主副路的占空比會有很小的差異。但這對準(zhǔn)開環(huán)架構(gòu)的逆變器沒有任何影響。
當(dāng)然，如果是做閉環(huán)架構(gòu)，建議還是用外置運放來同時控制2路的COMP端，這樣能保持2路的PWM占空比盡量一致（2個3525內(nèi)部運放本身的誤差忽略的情況下）。
2. SS端分開
實際實驗在控制3525保護(hù)時，直接控制SD端會導(dǎo)致恢復(fù)時非常大的電流沖擊，從而導(dǎo)致功率MOS瞬間炸管。原因是因為直接關(guān)閉SD端后再次開啟時3525是直接輸出最大占空比的，這個瞬間是不受控的。
所以，我通過關(guān)閉SS端來實現(xiàn)保護(hù)，再次開啟時會進(jìn)入軟啟動狀態(tài)，大大緩解了對功率MOS的電流沖擊。在軟啟動時，即使2路的PWM軟啟有20%的時序誤差影響也不大。
2路分開以后，就可以實現(xiàn)在輕載或空載時關(guān)閉其中1路，實現(xiàn)低的待機(jī)的同時，再次開啟時也是軟啟動的。
3. SD端分開，且主路SD直接屏蔽掉。
上面已經(jīng)說了保護(hù)是通過SS端來實現(xiàn)的，那么主路就不需要再強(qiáng)制關(guān)閉了，所以主路的SD端直接接地屏蔽掉，而副路的SD端需要用來在輕載時強(qiáng)制關(guān)閉。
4. CT/RT/DIS同樣參與開關(guān)頻率的設(shè)置：
先貼2張CT/RT/RD的曲線
在規(guī)格書給出的曲線中，我們可以看出以下幾個問題：
1. 即使RD=0，死區(qū)時間也不為0。
2. 推薦的最小震蕩電容CT=1nF。
3. 在CT=1nF，RD=0時，死區(qū)時間最短，為0.5uS。
在開環(huán)狀態(tài)下，需要追求最大占空比，所以這里的CT=1nF，RD可以適當(dāng)選取小點的阻值，這里我用5.1R。
設(shè)定的頻率由下面的公式計算得來：
由于震蕩頻率與交錯的同步頻率有關(guān)，所以RT的取值在后面的同步頻率的計算中再來計算。
5. 主路的內(nèi)部差分運放實現(xiàn)反饋，副路的內(nèi)部運放直接屏蔽掉。
看了第1點這個就應(yīng)該清楚了吧。
下面再上交錯信號源的SG3525電路：
這里有以下幾個特點：
1. SD1端可控。
2. 內(nèi)部差分運放連接為跟隨器形式。
3. SYNC端預(yù)留。
4. CT/RT/DISS（RD）設(shè)置震蕩頻率。
5. VC端接VREF。
6. OUT A/B輸出到主副路的SG3525 SYNC端。
1. SD1用來關(guān)閉信號源，關(guān)閉后控制PWM的2個SG3525就是同步并聯(lián)的了，而且開關(guān)頻率不再受控于信號源，而是主副路SG3525的自身震蕩產(chǎn)生的PWM。在輕載時關(guān)閉副路的同時關(guān)閉交錯信號源的SG3525，可以降低開關(guān)頻率，進(jìn)一步減小功耗。
2. 內(nèi)部差分運放連接為跟隨器的形式，COMP端的的電壓，COMP端的電壓決定了OUT A/B端的PWM輸出占空比。所以通過設(shè)置P2 端的R5和R8就可以控制輸出的占空比大小。在此得吐槽一下SG3525的SYNC端對輸入信號占空比的要求，真是有點高。
同步端的交錯信號占空比太小后就無法同步了，不受控與同步端了；同步端的交錯信號占空比太大后，輸出的PWM就亂了，如下圖：
經(jīng)過反復(fù)的實驗得出，要實現(xiàn)同步，同步信號的占空比必須控制在3%~12%之間。
而且在12-13%時會出現(xiàn)混亂，現(xiàn)象如下圖：
所以，這里取折中，設(shè)置占空比在6-8%，再來看看輸出PWM端的波形：
控制主路SG3525的差分運放來減小占空比，波形如下：
再減小。
到此，交錯同步的問題得到完美解決。
3. SYNC端預(yù)留。
這個是用來實現(xiàn)級聯(lián)的，也就是說：可以再擴(kuò)展為4相交錯甚至8相交錯（8相交錯時需要降低開關(guān)頻率）
4. CT/RT/DISS（RD）設(shè)置震蕩頻率。
這里再來講講3個SG3525的震蕩頻率設(shè)置的講究。
SG3525的同步頻率要是被同步IC的震蕩頻率的1.3倍以上，是輸出的開關(guān)頻率2.6倍以上才能正常穩(wěn)定的工作。所以要使開關(guān)頻率在35KHz左右，交錯信號源的SG3525的輸出頻率為70KHz左右，其震蕩頻率就需要140Khz左右，同時，主副路的SG3525的震蕩頻率要為同步頻率的1/1.3，即53.8KHz左右，這里取50KHz，頻率根據(jù)59帖的公式計算即可。
高清大圖貼上交錯控制單元的線路圖和參數(shù)：
5. VC端接VREF。
因為主副路的SG3525 SYNC端識別的高電平為5V就可以了，所以這里把交錯信號源的SG3525的輸出供電端接到了自身的基準(zhǔn)5.1V上。
6. OUT A/B輸出到主副路的SG3525 SYNC端。
交錯信號源的輸出信號作為主副SG3525的震蕩頻率，從而控制PWM的輸出頻率。