1 引言

反激變換器具有電路拓?fù)浜啙崱⑤斎胼敵鲭姎飧綦x、電壓升/降范圍寬、易于多路輸出等優(yōu)點(diǎn)，因而是逆變器輔助開關(guān)電源理想的電路拓?fù)洹?然而，反激變換器功率開關(guān)關(guān)斷時(shí)由漏感儲(chǔ)能引起的電壓尖峰必須用箝位電路加以抑制。由于RCD箝位電路比LCD箝位、有源箝位電路更簡潔且易實(shí)現(xiàn)，因而RCD箝位反激變換器在小功率變換場合更具有實(shí)用價(jià)值。將RCD箝位反激變換器與峰值電流控制技術(shù)結(jié)合在一起，便可獲得高性能的逆變器輔助開關(guān)電源。本文主要論述RCD箝位反激式變換器的原理，介紹了UC3843電流控制型脈寬調(diào)制器的各種設(shè)置，并給出了設(shè)計(jì)實(shí)例與試驗(yàn)結(jié)果。

2 RCD箝位反激式變換器的原理

2.1功率電路

采用RCD箝位的反激變換器，如圖1所示。當(dāng)功率開關(guān)S關(guān)斷時(shí)，變壓器T漏感的儲(chǔ)能將轉(zhuǎn)移到箝位電容C中，并在電阻R上消耗，從而使功率開關(guān)S關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的電壓尖峰得到了有效的抑制。

然而，箝位電路參數(shù)對(duì)反激變換器的性能有重要的影響。選取不同R、C值時(shí)，箝位電容電壓波形如圖2所示。圖2(a)中，C取值較大，C上電壓緩慢上升，副邊反激過沖小，變壓器原邊能量不能迅速傳遞到副邊；圖2(b)中，R、C值合適，C上電壓在S截止瞬間沖上去，然后D截止，C通過R放電，到S開通瞬間，C上電壓應(yīng)放到接近(N1/N2)Uo；圖2(c)中，R、C均偏小，C上電壓在S截止瞬間沖上去，然后因?yàn)镽C時(shí)間常數(shù)小，C上電壓很快放電到等于(N1/N2)Uo，此時(shí)RCD箝位電路將成為反激變換器的死負(fù)載，消耗儲(chǔ)存在變壓器中的能量，使效率降低。

2.2 UC3843電流控制型脈寬調(diào)制器

英國Unitrode公司的電流控制型IC芯片，UC3843，為單端輸出式脈寬調(diào)制器。芯片只有8個(gè)引腳，外電路接線簡單，所用元器件少，而且性能優(yōu)越，成本低廉，驅(qū)動(dòng)電平非常適合于驅(qū)動(dòng)MOS場效應(yīng)管。

2.2.1 誤差放大器的補(bǔ)償

UC3843的誤差放大器同相輸入端接在內(nèi)部＋2.5V基準(zhǔn)電壓上，反相輸入端接受外部控制信號(hào)，其輸出端可外接RC網(wǎng)絡(luò)，然后接到反相輸入端，在使用過程中，可改變R、C的取值來改變放大器的閉環(huán)增益和頻率響應(yīng)，RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)接在芯片腳1和腳2之間，誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以穩(wěn)定這種電流控制型PWM。

2.2.2 電流檢測和限制 電流檢測電路，如圖3所示。正常運(yùn)行時(shí)，檢測電阻RS的峰值電壓由內(nèi)部誤差放大器控制，滿足

式中：VC為誤差放大器的輸出電壓；

IS為檢測電流。

UC3843的內(nèi)部電流測定比較器反相輸入端箝位電壓為1V，最大限制電流IS=1V/RS。在RS和腳3之間，常用R、C組成一小的濾波器，用于抑制功率管開通時(shí)產(chǎn)生的電流尖峰，其時(shí)間常數(shù)近似等于電流尖峰持續(xù)時(shí)間(通常為幾百ns)。

2.2.3 UC3843電路的斜坡補(bǔ)償

UC3843是電流控制型芯片，當(dāng)占空比D大于50％時(shí)，由于諧波振蕩及電感電流上升率平坦，容易引起不穩(wěn)定，這時(shí)應(yīng)考慮用斜坡補(bǔ)償?shù)姆椒▉砀纳破涔ぷ魈匦?。斜坡補(bǔ)償有兩種方法，一種是在誤差電壓UE處加上斜坡補(bǔ)償，另一種是在采樣電壓US處加上斜坡補(bǔ)償。這里采用在采樣電壓US處加上斜坡補(bǔ)償，將補(bǔ)償斜坡加在采樣電阻RS的采樣電壓上，再與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較，這種補(bǔ)償能有效地防止諧波振蕩現(xiàn)象，使電路工作穩(wěn)定，補(bǔ)償斜坡由振蕩器獲得，調(diào)整R1阻值的大小可改變補(bǔ)償斜坡的上升率。如圖4所示。

3 儲(chǔ)能式變壓器的設(shè)計(jì)

單端反激式變壓器是一種以隔離方式傳輸能量的元件，對(duì)于電感電流連續(xù)模式和電感電流斷續(xù)模式，變壓器的鐵心工作狀態(tài)是不同的，因此，變壓器的設(shè)計(jì)也是不一樣的。這里把變壓器設(shè)計(jì)在工作于電感電流連續(xù)模式。

電流臨界連續(xù)時(shí)原邊電感L1min為 

式中：Uimin為變壓器原邊輸入的最小直流電壓；

Ts為開關(guān)周期；

Po為輸出功率；

η為變換效率。

儲(chǔ)能式變壓器磁芯氣隙δ為 

式中：B為鐵心工作磁感應(yīng)強(qiáng)度；

Sc為鐵心截面積；

K為最小輸出功率與額定輸出功率之比。

原邊繞組匝數(shù)N1為

式中：UD為輸出整流二極管壓降；

Uo2為副邊繞組N2的輸出電壓。

同理可求得其它匝比。

4 開關(guān)電源電路組成及試驗(yàn)

逆變器輔助開關(guān)電源電路組成，如圖5所示。輸入220（1±10％）V50Hz電壓經(jīng)EMI濾波器、整流橋后得到DC270V，再經(jīng)RCD箝位的反激變換器變換成＋15V（0.8A）、－15V（0.15A）、＋5V（0.2A），＋4×25V（0.05A）共7路輸出。電流控制芯片UC3843由自饋電繞組N5供電。R10是電流檢測電阻，R12是斜坡補(bǔ)償電阻。額定輸出功率20W，開關(guān)頻率為40kHz。儲(chǔ)能式變壓器磁芯選用鐵氧體R2KBDGU30，繞組匝數(shù)N1/N2/N3/N4/N6/N7/N8/N9=284/5/12/12/12/22/22/22/22，最大占空比0.6，臨界連續(xù)時(shí)輸出功率為1/6額定功率。箝位電阻取68kΩ，箝位電容取2.2nF高頻瓷電容，箝位二極管選肖特基二極管MUR110，整流二極管D3、D6、D8選肖特基二極管IN5819，D7選肖特基二極管IN5822,D9、D10、D11、D12選肖特基二極管SR108。

逆變器輔助開關(guān)電源試驗(yàn)波形，如圖6所示。圖6(a)的CH1是功率管S的驅(qū)動(dòng)電壓uGS(5V/格)，CH2是漏源電壓uDS波形(200V/格),其關(guān)斷電壓尖峰得到有效抑制；圖6(b)是變壓器原邊N1的電流波形（0.1A/格），變壓器工作于電感電流連續(xù)模式；圖6(c)的CH1為電流檢測電阻R10上電壓波形(500mV/格)，CH2為采用斜坡補(bǔ)償后UC1843的腳3采樣信號(hào)電壓波形(500mV/格)，斜坡補(bǔ)償后采樣信號(hào)電壓上升率高于電流檢測電阻R10上電壓上升率，提高了電路的抗干擾能力。試驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了理論分析的正確性。圖6中橫坐標(biāo)為1μs/格。

5 結(jié)語

RCD箝位反激式變換器是逆變器輔助電源的理想拓?fù)洌琑CD箝位電路能有效地抑制變壓器漏感引起的功率開關(guān)關(guān)斷電壓尖峰，在小功率變換場合具有明顯的優(yōu)點(diǎn)；由UC3843芯片構(gòu)成的單端反激式變換器具有電氣隔離，易于多路輸出，外接元器件少，體積小，過載與短路保護(hù)能力強(qiáng)，可靠性高等優(yōu)點(diǎn)。