對于開關電源來說，驅動電路作為控制電路和功率電路的接口，其作用至關重要，本文就將詳細探討開關電源的驅動電路的參數設計以及驅動芯片的選型。

常用的mos管驅動電路結構如圖1所示，驅動信號經過圖騰柱放大后，經過一個驅動電阻Rg給mos管驅動。其中Lk是驅動回路的感抗，一般包含mos管引腳的感抗，PCB走線的感抗等。在現(xiàn)在很多的應用中，用于放大驅動信號的圖騰柱本身也是封裝在專門的驅動芯片中。本文要回答的問題就是對于一個確定的功率管，如何合理地設計其對應的驅動電路（如驅動電阻阻值的計算，驅動芯片的選型等等）。

注1：圖中的Rpd為mos管柵源極的下拉電阻，其作用是為了給mos管柵極積累的電荷提供泄放回路，一般取值在10k~幾十k這一數量級。由于該電阻阻值較大，對于mos管的開關瞬態(tài)工作情況基本沒有影響，因此在后文分析mos的開關瞬態(tài)時，均忽略Rpd的影響。

注2：Cgd，Cgs，Cds為mos管的三個寄生電容，在考慮mos管開關瞬態(tài)時，這三個電容的影響至關重要。

圖1 常用的mos管驅動電路

1、驅動電阻的計算

1.1、驅動電阻的下限值

驅動電阻下限值的計算原則為：驅動電阻必須在驅動回路中提供足夠的阻尼，來阻尼mos開通瞬間驅動電流的震蕩。

當mos開通瞬間，Vcc通過驅動電阻給Cgs充電，如圖2所示（忽略Rpd的影響）。根據圖2，可以寫出回路在s域內對應的方程：

根據式（1），可以求解出ig，并將其化為典型二階系統(tǒng)的形式：

根據式（2），可以求解出該二階系統(tǒng)的阻尼比為：

為了保證驅動電流ig不發(fā)生震蕩，該系統(tǒng)的阻尼比必須大于1，則根據（3）可以求解得到：

式（4）給出了驅動電阻Rg的下限值，式（4）中Cgs為mos管gs的寄生電容，其值可以在mos管對應的datasheet中查到。而Lk是驅動回路的感抗，一般包含mos管引腳的感抗，PCB走線的感抗，驅動芯片引腳的感抗等，其精確的數值往往難以確定，但數量級一般在幾十nH左右。因此在實際設計時，一般先根據式（4）計算出Rg下限值的一個大概范圍，然后再通過實際實驗，以驅動電流不發(fā)生震蕩作為臨界條件，得出Rg下限值。

圖2 mos開通時的驅動電流

1.2、驅動電阻的上限值

驅動電阻上限值的計算原則為：防止mos管關斷時產生很大的dV/dt使得mos管再次誤開通。

當mos管關斷時，其DS之間的電壓從0上升到Vds（off），因此有很大的dV/dt，根據公式：i=CdV/dt，該dV/dt會在Cgd上產生較大的電流igd，如圖3所示。

圖3 mos關斷時的對應電流

該電流igd會流過驅動電阻Rg，在mos管GS之間又引入一個電壓，當該電壓高于mos管的門檻電壓Vth時，mos管會誤開通，為了防止mos管誤開通，應當滿足：

由上式解得：

式（6）給出了驅動電阻Rg的上限值，式（6）中Cgd為mos管gd的寄生電容，Vth為mos管的門檻電壓，均可以在對應的datasheet中查到，dV/dt則可以根據電路實際工作時mos的DS電壓和mos管關斷時DS電壓上升時間（該時間一般在datasheet中也能查到）求得。

從上面的分析可以看到，在mos管關斷時，為了防止誤開通，應當盡量減小關斷時驅動回路的阻抗。基于這一思想，下面再給出兩種很常用的改進型電路，可以有效地避免關斷時mos的誤開通問題。

圖4 改進電路1

圖4給出的改進電路1是在驅動電阻上反并聯(lián)了一個二極管，當mos關斷時，關斷電流就會流經二極管Doff，這樣mos管gs的電壓就為二極管的導通壓降，一般為0.7V，遠小于mos的門檻電壓（一般為2.5V以上），有效地避免了mos的誤開通。

圖5 改進電路2

圖5給出的改進電路2是在驅動電路上加入了一個開通二極管Don和關斷三級管Qoff。當mos關斷時，Qoff打開，關斷電流就會流經該三極管Qoff，這樣mos管gs的電壓就被鉗位至地電平附近，從而有效地避免了mos的誤開通。

1.3、驅動電阻阻值的選擇

根據1.1節(jié)和1.2節(jié)的分析，就可以求得mos管驅動電阻的上限值和下限值，一般來說，mos管驅動電阻的取值范圍在5~100歐姆之間，那么在這個范圍內如何進一步優(yōu)化阻值的選取呢？這就要從損耗方面來考慮，當驅動電阻阻值越大時，mos管開通關斷時間越長（如圖6所示），在開關時刻電壓電流交疊時間久越大，造成的開關損耗就越大（如圖7所示）。所以在保證驅動電阻能提供足夠的阻尼，防止驅動電流震蕩的前提下，驅動電阻應該越小越好。

圖6 mos開關時間隨驅動電阻的變化

圖7 mos開關損耗隨驅動電阻的變化

比如通過式（4）和式（6）的計算得到驅動電阻的下限為5歐姆，上限為100歐姆。那么考慮一定的裕量，取驅動電阻為10歐姆時合適的，而將驅動電阻取得太大（比如50歐姆以上），從損耗的角度來講，肯定是不合適的。

2、驅動芯片的選型

對于驅動芯片來說，選型主要考慮如下技術參數：驅動電流，功耗，傳輸延遲時間等，對隔離型驅動還要考慮原副邊隔離電壓，瞬態(tài)共模抑制等等(common mode transient immunity)，下面就分別加以介紹。

2.1 最大電流

在mos管開通的時候，根據圖2，可以得到mos開通瞬間的驅動電流ig為（忽略Lk的影響）

其中ΔVgs為驅動電壓的擺幅，那么在選擇驅動芯片的時候，最重要的一點就是驅動芯片能提供的最大電流要超過式（7）所得出的電流，即驅動芯片要有足夠的“驅動能力”。

2.2 功耗

驅動功率計算表達式如下：

其中Qg為柵極充電電荷，可以在datasheet中查到，ΔVgs為驅動電壓的擺幅，fs為mos的開關頻率，在實際選擇驅動芯片時，應選擇驅動芯片所能提供的功率大于式（8）所計算出來的功率。同時還要考慮環(huán)境溫度的影響，因為大多數驅動芯片所能提供的功率都是隨著環(huán)溫的升高而降額的，如圖8所示。

圖8  驅動允許的損耗功率隨著環(huán)溫升高而降額

2.3 傳輸延遲（Propagation Delay）

所謂傳輸延遲，即驅動芯片的輸出上升沿和下降沿都要比起輸入信號延遲一段時間，其對應的波形如圖9所示。對于傳輸延遲來說，我們一般希望有兩點：

1）傳輸延時的實際要盡量短。

2）“開通”傳輸延時和“關斷”傳輸延時的一致性要盡量好。

圖9  驅動芯片輸入輸出傳輸延時

下面就針對第二點來說一說，如果開通和關斷傳輸延時不一致會有什么影響呢？我們以常用的IGBT驅動，光耦M57962為例，給出其傳輸延時的數據，如圖10所示。

圖10  M57962的傳輸延時數據

從圖10可以看到，M57962的的開通傳輸延時一般為1us，最大為1.5us；關斷傳輸延時一般為1us，最大為1.5us。其開通關斷延時的一致性很差，這樣就會對死區(qū)時間造成很大的影響。假設輸入M57962的驅動死區(qū)設置為1.5us。那么實際到IGBT的GE級的驅動死區(qū)時間最大為2us（下管開通延時1.5us, 上管關斷延時1us），最小僅為1us（下管開通延時1us, 上管關斷延時1.5us）。造成實際到達IGBT的GE級的死區(qū)時間的不一致。因此在設計死區(qū)時間時，應當充分考慮到驅動芯片本身的傳輸延時的不一致性，避免因此造成的死區(qū)時間過小而導致的橋臂直通。

2.4 原副邊絕緣電壓

對于隔離型驅動來說（光耦隔離，磁耦隔離）。需要考慮原副邊的絕緣電壓，一般項目中都會給出絕緣電壓的相關要求。若沒有相關要求，一般可取絕緣電壓為mos電壓定額的兩倍以上。

2.5共模瞬態(tài)抑制等等（common mode transient immunity）

對于橋式電路來說，同一橋臂上管的源極（也就是下管的漏極）是高頻跳變的，該高頻跳變的dV/dt會通過隔離驅動原副邊的寄生電容產生較大的共模電流耦合到原邊，從而對控制驅動產生影響，如圖11所示。所以說，驅動芯片的共模瞬態(tài)抑制（common mode

transient immunity）也很重要，在實際選擇驅動芯片時，驅動芯片的CM transient immunity應該大于電路中實際的dV/dt，越大越好。

圖11 共模瞬態(tài)抑制