當開關(guān)電源完成初步設(shè)計后就可以進行下一步的優(yōu)化設(shè)計了，所謂優(yōu)化設(shè)計就是為當前的方案選取最合適的器件以及為選取的器件配置最優(yōu)的參數(shù)。開關(guān)電源中對效率影響較大的是開關(guān)管（包括二極管）和磁性元件（包括導線），在以往的設(shè)計參考資料中會給出一些一般取值，當建立了損耗模型后估計可以用公式把這些最優(yōu)參數(shù)推導出來而不再依賴經(jīng)驗值了。此貼就準備結(jié)合Saber和Mathcad軟件對MOS管的損耗分析進行學習和探討。
圖1-1 MOS管模型
MOS管型號：/upload/community/2019/01/12/1547260663-25030.pdf
參考資料：https://wenku.baidu.com/view/92e0920c998fcc22bdd10dad.html?rec_flag=default&sxts=1547255081442
實際選取了一顆STD11N60DM2增強型NMOS管來分析（資料見一樓），實際的MOS曲線和圖1-2-1及圖1-2-2的理論曲線是有區(qū)別的，所以近似特性方程需做一些修正。
圖1-3 修正的轉(zhuǎn)移特性曲線
精確的轉(zhuǎn)移特性曲線方程應該是比較復雜的，這里采用分段線性化的方式將曲線描繪出來（段分的越細曲線越相似），最終為了計算的方便實際只取了其中一段既上圖左圖中的藍色虛線，gm=10.5A/V（根據(jù)參考資料夸導的量綱應為mA/V），開啟電壓VT=5.7V。
實際的輸出特性曲線和理論值就差別更大了，
圖1-4 實際輸出特性曲線
這顆MOS的耐壓為600V，正常應用時電壓會比較高所以可以忽略了這個低壓段的線性區(qū)，因為此時電壓相對比較低所以對損耗影響比較小但會影響到米勒平臺開通時間的計算。
另外從圖1-1的MOS管模型可以看到寄生電容Cgd和Cds是跟電壓VDS有關(guān)的可變電容，這里先假設(shè)其為恒定不變的。一般數(shù)據(jù)手冊給的三個電容值定義如下：
計算模型及參數(shù)如下：
圖1-5 計算模型及參數(shù)
開關(guān)電源中的電感可近似為恒流源，所以計算時MOS管的最大流會被鉗位在Io處，并設(shè)MOS管開啟前的電壓VDS=480V。
3、導通過程第三階段：
當漏極電流ID=Io=10A后電感電流全部流經(jīng)MOS管，此時MOS管電壓VDS開始下降，當下降到接近零時第三階段結(jié)束。等效電路如下：
圖2-3-1 導通過程第三階段等效電路
由于電流ID=10A恒定不變根據(jù)轉(zhuǎn)移特性曲線柵極電壓VGS被鉗位在ID/gm，由于VGS電壓不變所以無電流流經(jīng)電容Cgs，根據(jù)上圖紅色電流路徑可列出方程t3*(Vdrive-VT-VGS)/Rg=Cgd*(Vds-Vdrive)≈Cgd*Vds從而得出階段三的波形曲線如下：
圖2-3-2 導通過程第三階段波形
這一階段柵極的驅(qū)動電壓由于被漏極電流所鉗位不發(fā)生變化呈一個平臺狀，這個平臺又稱米勒平臺。
4、導通過程第四階段：
當漏極電壓Vds接近0V后轉(zhuǎn)移特性消失，此時Vgs電壓又重新恢復了RC充電特性，由于RC充電曲線到了后期比較平緩所以取驅(qū)動電壓的0.9倍為階段4的截止時間。
圖2-4-1 導通過程第四階段波形
綜上MOS管導通過程中只在階段2和階段3發(fā)生了電流、電壓的交疊存在開關(guān)損耗，驅(qū)動損耗和總的導通時間有關(guān)。
關(guān)斷過程的步驟：
關(guān)斷過程跟導通過程相似也分四個階段也有米勒平臺，關(guān)斷過程波形如下：
圖2-5 關(guān)斷過程波形
有幾處不同，驅(qū)動電路的下拉晶體管有一定的飽和壓降，驅(qū)動電壓拉不到零；電感電流經(jīng)歷了Ton后會變大所以關(guān)斷時刻的Io要比導通時的大；關(guān)斷時刻的漏極電壓大于等于導通時的漏極電壓（Vds）。綜上關(guān)斷損耗大于開通損耗，不過一般驅(qū)動電阻Rg上會采取反并聯(lián)一個二極管的措施，可以有效降低關(guān)斷損耗。
按圖1-5的參數(shù)對Saber中的MOS管進行設(shè)置，首先設(shè)置轉(zhuǎn)移特性曲線如下：
圖2-6-1 設(shè)置轉(zhuǎn)移特性曲線
輸出特性曲線中只能讓其中一根重合，不知是不是方法不對目前這部分沒有做設(shè)置同Mathcad計算一樣會帶來一些誤差。下面的是Saber仿真和Mathcad計算對比：
圖2-6-2 Saber和Mathcad結(jié)果對比
因為假設(shè)的條件相近所以二者的結(jié)果也比較相近的，由于之前忽略了電容可變及輸出特性中的可變電阻區(qū)所以跟真實的MOS管會有一些差別，對比如下：
圖2-6-3 Saber與實際MOS曲線對比
如上圖所示實際MOS的米勒平臺比仿真和計算的結(jié)果要寬，不過多出的這一部分對應的Vds電壓已經(jīng)降為零所以對開關(guān)損耗沒太大影響，對驅(qū)動損耗的計算會產(chǎn)生一些影響。
對方程做了點修正，將時間t3（米勒平臺）放大1.8倍用來修正可變電阻區(qū)和可變電容的誤差。
圖2-7 米勒平臺時間修正
見上左圖紅圈處，可變電阻區(qū)和可變電容引發(fā)曲線偏轉(zhuǎn)導致米勒平臺的時間延長了。
上面的仿真和計算都是在實驗室條件下建立的，在實際電路中會存在寄生電感或變壓的器漏感等因素都將引起曲線的變化，另外DCM模式和CCM模式下開關(guān)的損耗對比，CCM模式下反向恢復對損耗的影響，漏感、驅(qū)動電阻對損耗的影響等問題都需進一步的分析。
為創(chuàng)造相同的測試條件，設(shè)計了一個1100W的反激電源，參數(shù)如下：
圖3-1 1100W反激變壓器參數(shù)
將之前按數(shù)據(jù)手冊設(shè)計好的MOS管放到實際的仿真電路中測試，首先是沒有漏感的測試情況：
圖3-2 無漏感反激測試
在仿真中沒找到Vgs電壓曲線，這里放置了柵極電流Ig來替代，從上圖看Vds電壓和漏極電流Id都和之前的仿真、計算結(jié)果相近。上述仿真參數(shù)Time step設(shè)置為10n耗時較久，后面的仿真都會按100nS來設(shè)置在波形上會有些失真。
其次給變壓器上加6uH的漏感，仿真結(jié)果如下：
圖3-3 加6uH漏感仿真結(jié)果
漏極電流的di/dt被漏感限制的比較低呈現(xiàn)“零電流”開通模式，測了一下這個di/dt=（Vin+Vor)/Lr確實是符合的。這里就有些困惑了，因為漏感的存在（1%左右）CCM反激開關(guān)沒有了開通損耗（關(guān)斷損耗會加重）？那輸出二極管的反向恢復問題又該如何解釋呢？
把時間軸拉長并模擬發(fā)生反向恢復時的情形如下：
圖3-4 反向恢復引發(fā)尖峰電流
如上圖所示，一般的二極管反向恢復時間是百nS級的跟MOS的開通時間不是一個量級的，反向恢復電流的di/dt受輸入、輸出測漏感限制，有漏感存在的情況下，MOS管的開通都近乎零電流開通即便是在CCM模式，進而得出增大漏感可以有效限制反向恢復電流的結(jié)論。
DCM模式下也一定不存在輸出二極管的反向恢復問題，但是CCM模式時增大漏感會降低效率，如果漏感的能量也能傳遞給負載那么就可以一舉兼得了，一種兼容DCM&CCM優(yōu)點的反激電路就這樣產(chǎn)生了。
同樣這種思路可以用在CCM模式的Buck電路上：
圖3-5 CCM&DCM串聯(lián)模式Buck電路
圖中的變壓器沒有隔離要求所以耦合可以做的好一些盡量降低漏感，RCD的吸收功率可以很小。因為Buck的續(xù)流電感沒有變壓器其“反射電壓”不可變所以MOS管所承受的電壓應力要大一些。
Saber仿真關(guān)斷時的電流、電壓波形如下：
圖3-6 關(guān)斷時MOS管的電流、電壓波形
關(guān)斷時刻漏感沒有直接參與或者說之前的關(guān)斷損耗計算公式可以直接應用，但是漏感會導致Vds漏源電壓升高，間接的引起關(guān)斷損耗增加。
另外對于RCD吸收電路理論上吸收電容取大一些不會影響效率，因為電容是無功器件并不消耗能量，所有的漏感能量都將由吸收電阻消耗掉。實際電路中吸收電容小一些反而效率更高，原因可能是吸收電容小紋波大，在MOS管的關(guān)斷時刻Vds電壓比較低所以關(guān)斷損耗低，尤其是DCM模式下更明顯。
有了修正的導通和關(guān)斷模型后就可以將之前的問題都量化處理了，為找出最優(yōu)參數(shù)創(chuàng)造了條件。（變壓器理想化的前提下）
漏感對輸出二極管反向恢復的影響可以用下圖表示：
圖3-6-1 漏感與trr的關(guān)系
如果知道關(guān)系式irr=f(Io,di/dt)，則可以將上述曲線準確的描繪出來。
導線電感資料給的參考公式為：L=Length(nH/mm)+10(nH)。存在一個疑惑，這里的Length怎么算？閉環(huán)導線總長？一半？閉環(huán)導線的形狀產(chǎn)生的影響怎么算？比如等長圓形的、長方形的、窄長方形的？
另一種方法可以通過改變Rg電阻、并聯(lián)Cgs電容通過測量不同的震蕩頻率來推算導線電感。當我們確定了導線電感后就可以列方程求解電阻Rg了。
圖4-2 LRC電路震蕩波形
參考上圖當取驅(qū)動電阻取Rg=16Ω時電路未發(fā)生震蕩，公式Rg=2*（Ldriver*Cg）^0.5可作為驅(qū)動電阻的選擇參考（調(diào)節(jié)阻尼系數(shù)）。
Saber的仿真波形如下：
圖4-3 Saber仿真驅(qū)動波形
如上圖所示，驅(qū)動電阻越小越容易震蕩，相反驅(qū)動電阻越大導通損耗越大。
圖5-1 輸出二極管RC吸收電路
如上圖所示RC吸收電路+漏感Lr也構(gòu)成了一個LRC電路，根據(jù)之前的方法先并聯(lián)不同的電容根據(jù)f=1/(2πLC)推出寄生電容和寄生電感的大小。根據(jù)能量守恒列方程0.5*Lr*Irr^2=0.5*C*△V^2+Dioloss，先預設(shè)△V求出吸收電容C的大小，再根據(jù)R=(L/C)^0.5調(diào)整阻尼系數(shù)。
仿真中用的是理想二極管瞬間關(guān)斷沒有Dioloss損耗（存在反向恢復時間），在未加RC吸收時的波形如下：
圖5-2 未加RC吸收的波形
沒有RC吸收電路時二極管的反向電壓瞬間飆升的很高，根據(jù)之前的測量參數(shù)解方程如下：
按此參數(shù)獲得的仿真結(jié)果如下：
圖5-3 加RC吸收后的波形
當考慮實際二極管也會消耗一部分能量時，二極管的反向峰值電壓會更低一些。此方法可以提供參考方向，結(jié)合實際的調(diào)試來完成對RC吸收參數(shù)的設(shè)計。
考慮漏感或者DCM模式時的導通過程和CCM模式的波形對比如下：
圖6-1 存在漏感或DCM導通過程波形
設(shè)計一個輸入100V~300V，功率60W的反激電源，綜合之前的分析獲得如下結(jié)果：（設(shè)Ron=0.36Ω恒定）
圖6-2 損耗分析1
上圖對比了從DCM、CCM到深度CCM，輸入電壓從100V到300V變化過程中開關(guān)損耗的變化情況。
不同輸入電壓，低壓輸入時平均電流大MOS管的溝道電阻Ron上損耗較大，高壓輸入時開關(guān)損耗較大。
不同設(shè)計模式，按DCM模式設(shè)計的峰值電流大開關(guān)損耗大，CCM模式開關(guān)損耗較?。〞何纯紤]輸出二極管反向恢復問題）。
RCD吸收參數(shù)設(shè)計：
按理論公式設(shè)計的RCD參數(shù)往往跟實際相差很大，從電路上進行分析大概由下面幾個因素引起。
圖6-3 RCD吸收電路能量分布
如上圖，1、MOS管的Cds電容、變壓器的匝間電容等會吸收一部分漏感能量，2、變壓器的次級漏感Lrs會導致吸收功率增大（輸出低壓大電流時導線寄生電感折算到初級甚至會是初級漏感的幾倍），3、RCD中二極管存在反向恢復問題，4、變壓器漏感測的不準導致計算偏差較大。
測量這些寄生參數(shù)是比較困難的，而實際上機調(diào)試則需嘗試多組參數(shù)，有一種解方程的方法比較便捷：
首先按理論公式（k=0.5）計算出Rc和Cc放入實際電路，其次根據(jù)實測的吸收電壓值調(diào)整修正參數(shù)k，當修正的計算值跟實測值一樣時獲得的值k既為所需修正參數(shù)，將此值代入理論公式重新計算出Rc和Cc。經(jīng)驗證這種方法的結(jié)果比較準確。
