前面我們討論了反激變換器的基本設計、低功耗方案、仿真驗證，那么在我們基本功能都調(diào)試成功后，還需要進行一個讓工程師非常頭疼的EMC問題。雖然通過各種論壇、博客中了解了噪聲傳導路徑以及各種整改經(jīng)驗，話說回來不同的電路工況可能不一定適用，但是能提供一定的解決辦法。

那么本文將重點討論：

傳導方面：反激變壓器降低共模EMI的技術以及簡單的測試方法，能夠幫助在大規(guī)模測試中快速設計和評估變壓器。

傳導整改建議。

一：傳導整改——變壓器

國際慣例先上一波傳導問題：（無圖無真相）

傳導很慘，根據(jù)論壇上的整改建議都試了個遍，尤其是400KHz~600KHz降不下來。從理論上分析，該部分為差模成分，實際驗證其實不然，增加X電容于事無補，我的樣機該部分共模成分較多。所以整改措施只是個方向，不能迷信。

【本次項目交流輸入測為C8接口僅有L、N兩根線】

那我們先看看傳導測試中的點點滴滴：

傳導測試方框圖相信大家并不陌生了，在這里就不詳細說明。

還是一樣，我們再來回顧一下反激變換器中的共模和差模路徑：

反激式轉換器的共模噪聲路徑：一條路徑是從 MOSFET 的漏極到大地，另一條路徑是從噪聲源通過變壓器的寄生電容到次級側，然后對地，如圖所示，為了降低CM噪聲，通常在適配器中使用CM電感和Y電容。

如果 Cq 代表從 MOSFET 漏極到 MOSFET 散熱片，然后從散熱片到大地的寄生電容，CM 噪聲可以從 MOSFET 漏極通過 Cq 流到大地 。 通過將 MOSFET 的散熱器連接到初級接地 (Pri GND) ，可以消除這種 CM 噪聲。 根據(jù)二極管的半導體結構，二極管與其散熱器之間的主要寄生電容是從陰極到散熱器的 Cd。 在圖中，由于陰極電壓電位恒定，二極管和散熱器之間的寄生電容不會產(chǎn)生共模噪聲。 次級散熱器可接地至 Sec GND，因此兩個散熱器之間的寄生電容可用作 Y 電容器，并且不會產(chǎn)生 CM 噪聲。 在某些應用中，MOSFET 和二極管共用同一個散熱器。散熱器可以通過一個小電容等效地接地到Pri GND，那么CM仍然可以消除。如果可以消除通過散熱器到大地的 CM 噪聲，流經(jīng)初級側和次級側變壓器繞組之間的寄生繞組電容的 CM 噪聲將成為 CM 噪聲的主要貢獻者。 因此，應該開發(fā)一個 CM 變壓器繞組電容模型來進行 CM 噪聲分析。

本文側重分析一下反激變換器共模噪聲：

反激式轉換器中，初級散熱器連接到 Pri GND，次級二極管散熱器連接到 Sec GND。 Cq1 是漏極到散熱器寄生電容。整個Flyback 適配器周圍有一個金屬屏蔽盒，它連接到Sec GND。正因為如此，初級散熱片和連接到 Sec GND 的金屬屏蔽盒之間存在寄生電容；主散熱器和副散熱器之間的寄生電容。這兩個寄生電容并聯(lián)，總和為圖中的 Cq2。由于金屬屏蔽盒，從散熱器到測量地沒有寄生電容。 Cy 是連接在 Pri GND 和 Sec GND 之間的 Y 電容器。因此，Cq2 與 Cy 平行。由于金屬屏蔽盒對測量地存在寄生電容，并且包括Vout線和Sec GND在內(nèi)的直流輸出都連接到金屬屏蔽盒，因此直流輸出和測量地之間存在寄生電容。 ZSG 代表該阻抗。在圖中，當分析高頻 CM 噪聲時，可以將 DC 電容器視為短路，而 LISN 可以表征為 25Ω電阻器。當二極管橋中的一對二極管導通電流時，二極管橋阻抗很小，因此共模噪聲最高。

CM 電感器的阻抗為 ZED。 變壓器，包括初級、次級和輔助繞組，在圖中用方框表示，稍后將用雙電容模型代替。 根據(jù)替代定理，如果網(wǎng)絡中的非線性開關器件被替換為電壓或電流波形與被替換的原始組件完全相同的電壓或電流源，則網(wǎng)絡的所有電壓和電流都不會改變。

基于以上分析，我們可以得到一個表達式：

可以根據(jù)公式中的相關參數(shù)來降低 CM 噪聲。 例如，應通過改進變壓器繞組結構或在初級和次級繞組之間增加外部電容器來盡可能減少CBD。 使用大的 Y 電容Cy 也有助于減少 CM_noise。 然而，它增加了初級側和次級側之間的總電容，這反過來又會增加從初級側到次級側的漏電流，并可能引起安全問題 ，因此它可能是不合適。 使用大 CM 電感器來增加 ZED 也有助于降低 CM 噪聲，但它會增加轉換器的尺寸和成本，因此它也可能不是一個完美的解決方案。 因此，最好的解決方案是降低變壓器的 CBD。 

如何快速測試變壓器的共模電容大小呢？請繼續(xù)往下看：

首先拿出一個例子，開篇提到傳導較差時候的變壓器繞制方式：

改進后的變壓器繞制方式：

為了提取 CBD 和 CAD，開關頻率下的正弦信號來自圖中A、B端先加信號發(fā)生器，由于初級繞組A端和輔助繞組一端均接輸入直流母線，兩端通過直流母線電容等效連接在相關頻率范圍內(nèi)的初級側。圖 12 中的測量設置是為了模擬這種實際情況。類似地，如果變壓器有多個次級繞組，繞組端子在相關步驟中通過直流電容器有效短路，則使用示波器測量端子 B 和 A 之間的 VBA，以及端子 D 和 A 之間的 VDA，如圖所示圖。

通過以上方式測試（黃色為信號發(fā)生器輸出波形 綠色為變壓器原副邊耦合波形）

1、改進前----耦合幅值780mV

2、改進后----耦合幅值450mV

相同條件下傳導測試波形：

二、小結一下傳導整改建議

1、傳導和輻射測試大家看得比較多，論壇里面也講的多，實際上這個是個砸錢的事情。砸錢砸多了，自然就會了，整改也就快了。能改的地方就那么幾個。1、這個里面看不見的，特別重要的就算是PCB了，有厲害的可以找到PCB上的線，割斷，換個走線方式就可以搞掉3個dB，余量就有了。

2、一般看到筆記本電源適配器，接電腦的部分就有個很丑的砣，這個就是個EMI濾波器，從適配器出線的部分到筆記本電腦這么長的距離，可以看成是1條天線，增加一個濾波器，就可以濾除損耗。所以一般開關電源的輸出端有一個濾波電感，效果也是一樣的。

3、輸入濾波電感，功率小的，UU型很好用，功率大的基本用環(huán)型和ET型。公司有傳導實驗室或者傳導儀器的倒是可以有想法了就去折騰下。要是要去第三方實驗室的就比較痛苦了，光整改材料都要帶一堆。濾波電感用高導的10K材料比較好，對傳導輻射抑制效果都不錯，如果傳導差的話，可以改12K，15K的，輻射差的話可以改5K，7K的材質(zhì)。

4、輸入X電容，能用小就用小，主要是占地方。這個要配合濾波電感調(diào)整的。

5、Y電容，初次級沒有裝Y電容，或者Y電容很小的話一般從150K－30M都是飄的，或者飛出限值了的，裝個471－222就差不多了。Y電容的接法直接影響傳導與輻射的測試數(shù)據(jù)，一般為初級地接次級的地，也有初級高壓，接次級地，或者放2個Y電容初級高壓和初級地都接次級的地，沒有調(diào)好之前誰也說不準的。Y電容上串磁珠，對10MHz以上有效果，但也不全是。每個人調(diào)試傳導輻射的方法和方式都有差異機種也不同，問題也不同，所以也許我的方法只適合我自己用。無Y方案大部分是靠改變變壓器來做的，而且功率不好做大。

6、MOSFET吸收，DS直接頂多能接個221，要不溫度就太高了，一般47pF，100pF。RCD吸收，可以在C上串個10－47Ω電阻吸收尖峰。還可以在D上串10－100Ω的電阻，MOSFET的驅動電阻也可以改為100Ω以內(nèi)。

7、輸出二極管的吸收，一般采用RC吸收足夠了。

8、變壓器，變壓器有銅箔屏蔽和線屏蔽，銅箔屏蔽對傳導效果好，線屏蔽對輻射效果好。至于初包次，次包初，還有些其他的繞法都是為了好過傳導輻射。

9、對于PFC做反激電源的，輸入部分還需要增加差模電感。一般用棒形電感，或者鐵粉芯的黃白環(huán)做。

10、整改傳導的時候在10－30MHz部分盡量壓低到有15－20dB余量，那樣輻射比較好整改。

開關頻率一般在65KHz，看傳導的時候可以看到65K的倍頻位置，一般都有很高的值。

總之，傳導的現(xiàn)象可以看成是功率器件的開關引起的振蕩在輸入線上被放大了顯示出來，避免振蕩信號出去就要避免高頻振蕩，或者把高頻振蕩吸收掉，損耗掉，以至于顯示出來的時候不超標。

各位工程師，如果對你有幫助的話，記得長按點贊一鍵三連支持一下，后續(xù)我會帶來輻射相關案例，謝謝。