
微分方程的解為:
為變換器輸出電流折算到變壓器原邊的值,并且忽略了輸出電感的電流紋波。
顯而易見,主開關(guān)零電壓開通的必要條件是:
(Im(max)-Io*)≥CdsωVin(21)
實(shí)際上,上述條件即是,變壓器勵(lì)磁電感儲(chǔ)存的電流除支持負(fù)載電流外,剩余能量能使電容Cds1上電壓諧振到零。Vds1從Vin諧振到零所需時(shí)間tb為:
所以,主開關(guān)管零電壓導(dǎo)通所需總的導(dǎo)通延遲時(shí)間td為:
實(shí)際上,諧振頻率ω遠(yuǎn)大于開關(guān)頻率fs,即K遠(yuǎn)大于1,故式(23)可簡(jiǎn)化為:
3.3 應(yīng)用磁飽和電感實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)工作的條件
當(dāng)輔助開關(guān)Sa斷開后,由于磁飽和電感Ls瞬間相當(dāng)于開路,因此變壓器勵(lì)磁電流可完全用來對(duì)Cds2和Cds1充放電。[t4~t5]、[t5~t0′]期間,等效電路同圖4。顯然,令式(21)和(24)中Io*或Io為零,即可得到主開關(guān)管零電壓導(dǎo)通的能量條件和時(shí)間條件,Im(max)≥CdsωVin,即:
死區(qū)延遲時(shí)間,意味著PWM變換器有效占空比的損失。為了盡量減小有效占空比的損失,則K必須加大。另一方面,變換器開關(guān)頻率fs愈高,則為保持相同的有效占空比,K至少應(yīng)保持不變,即諧振頻率ω應(yīng)與開關(guān)頻率fs成比例增加。圖6給出了軟開關(guān)所需要的死區(qū)時(shí)間td和最大勵(lì)磁電流Im(max)與K的關(guān)系曲線。從圖中明顯看出,采用加大勵(lì)磁電流的方法實(shí)現(xiàn)零電壓軟開關(guān)和采用磁飽和電感器比較,要求的K較大,因而有較大的勵(lì)磁電流損耗;另外,從式(15)看出,開關(guān)頻率愈高,電流峰值也愈高,變壓器的銅耗和開關(guān)管的導(dǎo)通損耗也愈大。因此,軟開關(guān)有源鉗位正激變換器工作頻率不宜太高。
圖6 軟開關(guān)所需延遲時(shí)間td和最大勵(lì)磁電流Im(max)與系數(shù)K的關(guān)系曲線
3.4 優(yōu)化設(shè)計(jì)方法
對(duì)一給定技術(shù)指標(biāo)的DC/DC變換器,其具體參數(shù)為:輸入電壓范圍Vin(min)~Vin(max),輸出電壓Vo,輸出功率Po,開關(guān)頻率fs。設(shè)計(jì)步驟如下:
1)根據(jù)輸出功率Po、開關(guān)頻率fs選定變壓器磁芯材料,得到相應(yīng)的磁芯截面積Ae,飽和磁密Bs,窗口面積Aw等。設(shè)定最大交變磁密ΔB。
2)確定最大電壓應(yīng)力VDS及降額系數(shù)K1。
3)據(jù)式(27)、(28)求出變壓器匝比n和最大、最小占空比Dmax、Dmin,及正常占空比Dnorm。
4)求出變壓器初次級(jí)匝數(shù)N1,N2。
5)求出開關(guān)管電壓應(yīng)力Vds,選定主開關(guān)S和輔助開關(guān)Sa的額定電壓及確定諧振電容Cds1和Cds2。
6)設(shè)定死區(qū)延遲時(shí)間td,針對(duì)不同的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)方法,分別從式(21)、(24)或(25)、(26)求出所需的系數(shù)K。
7)根據(jù)式(14)和(12)求出諧振頻率ω及變壓器初級(jí)勵(lì)磁電感量Lm。
4 設(shè)計(jì)實(shí)例和實(shí)驗(yàn)結(jié)果
應(yīng)用上述設(shè)計(jì)方法,設(shè)計(jì)1臺(tái)用于通訊設(shè)備的AC/DC變換器電源。具體技術(shù)指標(biāo)為:
輸入電壓Vi AC 140V~280V
輸出電壓Vo DC 12V
輸出功率Po 150W
功率因數(shù)λ >0.95
效率η >0.80
采用常規(guī)的Boost變換器進(jìn)行功率因數(shù)校正,滿足功率因數(shù)大于0.95的指標(biāo)要求,且得到DC 440V的直流電壓??紤]到電源保持時(shí)間要求,設(shè)定有源鉗位DC/DC變換器輸入電壓工作范圍為DC 330~450V,開關(guān)頻率為100kHz,即Ts=10μs,Vinmax=450V,Vinmin=330V,Vinnorm=440V。為提高效率,有源鉗位DC/DC變換器采用了同步整流技術(shù),設(shè)計(jì)結(jié)果如下:
1)選擇磁芯材料為TDK,PC40,EER40,Ae=1.49cm2,Bs=450mT,取ΔB=300mT。
2)設(shè)定開關(guān)管最大電壓應(yīng)力為900V,降額系數(shù)K1為0.9。
3)求出變壓器匝比n,最大、最小占空比Dmax、Dmin,及正常占空比Dnorm考慮整流管壓降和輸出電感損耗,取Vo為13V,據(jù)式(27)、(28)求出:n≤15,取n=13.3。則:Dmax=0.524,Dmin=0.384,Dnorm=0.393。
4)據(jù)式(29)、(30)求出變壓器初次級(jí)匝數(shù)N1,N2分別為40匝和3匝。
5)據(jù)式(3),求出當(dāng)占空比為0.384時(shí),開關(guān)管承受最大的電壓應(yīng)力731V。S和Sa可選900V之功率場(chǎng)效應(yīng)管。等效漏源并聯(lián)電容Cds1為330pF,Cds2為200pF,所以Cds為530pF。
6)設(shè)定死區(qū)時(shí)間td為350ns,采用磁飽和電感方法實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。則據(jù)式(26)求出K為15.4。
7)據(jù)式(14)和(12)求出諧振頻率ω為1.54MHz,變壓器勵(lì)磁電感Lm為800μH。
圖7(a)、7(b)、7(c)給出了實(shí)測(cè)的主開關(guān)管工作電壓、電流波形。圖7(a)顯示主開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)。圖7(b)和圖7(c)分別是采用增加勵(lì)磁電流方法和應(yīng)用磁飽和電感器方法實(shí)現(xiàn)零電壓軟開關(guān)的電壓電流波形,后者明顯地降低了勵(lì)磁電流和開關(guān)管電流的峰值。實(shí)測(cè)波形與理論分析完全一致。圖8、9顯示出了實(shí)測(cè)的效率曲線。從圖9中看出,當(dāng)變換器開關(guān)頻率增加時(shí),變壓器勵(lì)磁電流損耗和開關(guān)管通態(tài)損耗所占比重增加,變換器效率降低了。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析。
(a)硬開關(guān)工作模式主開關(guān)電壓、電流波形
(b)軟開關(guān)工作模式主開關(guān)電壓、電流波形 (c)軟開關(guān)工作模式主開關(guān)電壓、電流波形
圖7 實(shí)測(cè)主開關(guān)管工作電壓電流波形
圖8 效率與DC/DC變換器輸出功率Po的關(guān)系
圖9 效率與DC/DC變換器開關(guān)頻率fs的關(guān)系
5 結(jié)語
有源鉗位正激拓?fù)浞浅_m合中小功率的DC/DC變換器電源設(shè)計(jì)。零電壓軟開關(guān)條件是變壓器勵(lì)磁電感和諧振電容的諧振頻率必須足夠大,并且有足夠的勵(lì)磁電流儲(chǔ)能。其代價(jià)是變壓器勵(lì)磁電流損耗和功率開關(guān)管通態(tài)損耗加大,并隨工作頻率提高而加劇。因此該變換器拓?fù)涔ぷ黝l率受到限制。采用磁飽和電感可以改善電流應(yīng)力過大的缺點(diǎn)。本文給出了有源鉗位正激變換器的理論分析和設(shè)計(jì)方法。一臺(tái)應(yīng)用于通訊設(shè)備,寬范圍輸入電壓的150W電源被設(shè)計(jì)出來,實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了理論分析。
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