前面我們討論了反激變換器的計算以及仿真驗證，那么我們的標(biāo)題就是低功耗目標(biāo)，如何去實現(xiàn)就是我們這篇文章需要體現(xiàn)的重點。
一、低功耗行規(guī)
世界各地的能源機構(gòu)都對不斷增長的電力消耗和可用的可交付能源數(shù)量感到擔(dān)憂。 世界電網(wǎng)最大的需求之一來自外部電源（EPS）； 其中包括筆記本電腦適配器以及手機和平板電腦 USB 充電器/適配器。 便攜式電子產(chǎn)品用戶每天可能使用兩到三個 EPS。
為了幫助節(jié)約能源和減少浪費，這些機構(gòu)制定了倡議和立法，以迫使電源設(shè)計人員開發(fā)具有更高效率和更低待機功耗的離線電源。 EPS 最受歡迎的標(biāo)準(zhǔn)是歐洲行為準(zhǔn)則 (CoC) EPS V5 Tier 2 能效標(biāo)準(zhǔn)和美國能源部 (DoE) EPS VI 級能效標(biāo)準(zhǔn)。 CoC 標(biāo)準(zhǔn)是自愿的； 然而，歐盟 (EU) 的大多數(shù)電源制造商都在確保他們的設(shè)計無論如何都滿足其要求。 DoE 效率標(biāo)準(zhǔn)是強制性的。
某些電器，尤其是那些插入交流電源的電器，即使在您表面上將其關(guān)閉后仍會繼續(xù)耗電。事實上，家庭消耗的能源中有 5% 至 15% 來自電器待機電源。節(jié)能技術(shù)有助于將待機功耗保持在零功耗水平，同時始終連接到 Wi-Fi®，這將是下一代設(shè)備的主要趨勢。
國際電工委員會 (IEC) 62301:2011 規(guī)定了在待機和相關(guān)低功耗模式（關(guān)閉模式和網(wǎng)絡(luò)模式）下測量電能消耗的方法。這些方法適用于電壓范圍全部或部分介于100VAC和250VAC（單相產(chǎn)品）和130VAC和480VAC（其他產(chǎn)品）之間的電氣產(chǎn)品。 IEC 62301:2011 的第 4.5 條將小于 5mW 的測量歸類為零功率，這現(xiàn)在是零功率營銷活動的基礎(chǔ)，作為電子設(shè)備和電器中空載待機功耗的目標(biāo)。符合此 IEC 要求的產(chǎn)品可以獲得零功率標(biāo)簽。
表 1 和表 2 列出了低電壓/低功率 EPS 的 CoC 和 DoE 備用電源要求。 您可以看到歐盟的自愿性規(guī)范比 DoE 的強制性規(guī)范要嚴(yán)格一些。 在這個功率范圍內(nèi)，設(shè)計人員通常使用反激式轉(zhuǎn)換器作為離線電源轉(zhuǎn)換器。 具有更高集成電路 (IC) 待機電流的更傳統(tǒng)的固定頻率脈寬調(diào)制 (PWM) 控制器將難以滿足任一規(guī)范。 單獨啟動這些較舊的 PWM 控制器時，涓流充電自舉電阻引起的功耗可能會導(dǎo)致設(shè)計無法滿足備用電源要求。
二、目前控制器現(xiàn)狀
這些轉(zhuǎn)換器中使用的一些廣泛采用的創(chuàng)新包括：
1) 谷值開關(guān)或準(zhǔn)諧振開關(guān)，以減少開關(guān)損耗和 EMI 濾波。
2) 可變頻率控制，可降低部分輸出功率水平下的開關(guān)損耗，這對于降低待機功耗尤其重要。3) 高頻操作，減小了磁性元件的尺寸。
4) 減少零件數(shù)量和成本的磁反饋與光反饋。 這也稱為初級側(cè)調(diào)節(jié) (PSR)，這意味著系統(tǒng)的電壓參考位于電源初級側(cè)的 PWM 控制器內(nèi)。
5) 基于初級的輸出電流控制——通過了解初級側(cè)開關(guān)電流和變壓器電流的時序，可以獲得準(zhǔn)確的輸出電流限制。
6) 前饋輸出補償，也稱為電纜補償，可改善將電源連接到負(fù)載的電阻電纜末端的輸出電壓調(diào)節(jié)。
圖3
常見低功率 AC/DC 反激式轉(zhuǎn)換器的基本組件如圖 3 所示。 電源的關(guān)鍵元件是：
1) 反激變壓器，包括初級繞組、次級繞組和用于為初級控制電路供電的自舉或輔助繞組。 輔助繞組電壓還包含有關(guān)輸入和輸出電壓以及輸出整流器導(dǎo)通時間的信息。 變壓器在初級和次級電路之間提供電壓轉(zhuǎn)換和電流隔離。
2) PWM 控制器和電源開關(guān)。 控制器使用峰值電流和頻率控制進行調(diào)節(jié)，并需要一種在首次施加線路電壓 (VAC) 時啟動的方法。
3) 在許多非 PSR 反激式中，TL431 和光耦合器為控制器提供參考和放大/濾波反饋信號。 當(dāng)必須在初級和次級域之間保持電流隔離時使用光耦合器。
三、待機損耗分析
許多電源，尤其是那些用于消費類應(yīng)用的電源，會在待機模式下花費大量時間。 24/7 全天候插入墻壁，等待需要“醒來”并做自己的事情。 需要立即準(zhǔn)備好從空載或接近零負(fù)載狀態(tài)節(jié)流到滿載狀態(tài)，這導(dǎo)致了待機能耗的持續(xù)水平。 構(gòu)建一個能夠處理 mWatts 到 Watts 負(fù)載范圍同時最小化增加 mWatts 的電源是一個挑戰(zhàn)。
1、功耗的分類
與開關(guān)工作無關(guān)的損耗：
1）無功電流造成的損耗
2）啟動損耗
2、與開關(guān)工作有關(guān)的損耗
具體的有哪些損耗我們通過實例來分析：
1、輸入部分的損耗
從具體例子中我們看到分為兩種情況，對于大功率ACDC變換器而言，我們常用左邊電路拓?fù)洌诖龣C過程中X電容泄放電阻、RT損耗、共模電感造成的損耗都會記入待機功耗之中。
2、啟動損耗
該損耗目前市面上有很多控制IC已經(jīng)進行內(nèi)部集成了，可以避免因啟動造成的損耗
3、與開關(guān)有關(guān)的損耗
這個不難想到——MOSFET，根據(jù)公式：
但是目前市面上的IC控制器都具有輕載BURST模式，空載頻率可以降低到20KHz左右，能夠極大減小MOS管在空載時的損耗。
4、鉗位電路的損耗
鉗位電路也分為低功率段和高功率段，一般而言高功率段采用左邊吸收電路，低功率段采用右邊帶有TVS二極管電路。主要損耗還是來自于RC放電回路的損耗，尤其在空載時，每一次開關(guān)均會產(chǎn)生損耗。
從波形中看到，采用TVS二極管的電路電容器上的紋波比較小，那么所帶來的損耗也是較小的，但是在大功率場合，TVS管需要承受較大功率，會增加其體積以及溫升也比較高，所以中小功率可以嘗試該方法來減小空載功耗。
5、供電繞組的損耗
在待機過程中，輔助繞組任然會為控制IC供電以達到隨時準(zhǔn)備啟動，其待機電壓過高會導(dǎo)致IC損耗加大，所以一定要控制電壓在合適水平。
6、變壓器相關(guān)損耗
由于待機時有效工作頻率很低，并且一般限流點很小，磁通變化小，磁芯損耗很小，對待機影響不大，但是繞組的影響不可忽略。
1）變壓器繞組引起的損耗
該層間繞組所產(chǎn)生的的分布電容會引起MOS管開啟時的電流尖峰，如圖
該尖峰的大小受到層間電容大小的影響，層間電容越大，電流尖峰越高，有公式：
那么咋解決這個問題呢，我們可以在層與層之間增加膠帶來降低分布電容：
7、輸出鉗位電路損耗
在輸出端一般是肖特基二極管，為了改善EMC特性，我們一般會增加RC吸收其尖峰，所以RC也會帶來損耗
具體損耗波形如下：
8、輸出反饋部分的損耗
其實根據(jù)實際經(jīng)驗，反饋環(huán)節(jié)的損耗尤為重要，第一他決定了空載環(huán)路的穩(wěn)定性，空載環(huán)路要是不穩(wěn)定，就算你的IC具有burst模式，打的脈沖數(shù)量有時多有時少的話，也會帶來空載功耗偏高的情況，第二反饋環(huán)路的器件、RC電路持續(xù)工作，就算有BURST模式，反饋環(huán)路的電壓均為輸出電壓，所帶來的損耗是持續(xù)性的。
通過實際調(diào)試發(fā)現(xiàn)，TL431以及光耦的性能決定了最終空載功耗的大小。原因如下：
1）選用高CTR光耦，如PC817B/C/D，光耦CTR越大也就說明可以加大RLED來減小流過光耦的電流，那么響應(yīng)光耦的損耗就減小了；
2）選用低電流工作的431，目前市面上有一款TI的ATL432基準(zhǔn)電源IC，其封裝與TL431PIN對PIN，其工作電流僅uA級別，所以可以取消偏置電阻帶來的損耗，而且ATL432的基準(zhǔn)電流也很小，可以增大采樣電阻，減小流入電阻的電流，從而減小損耗。
具體參數(shù)如下：
本次項目也采用了PC817B+ATL432的反饋回路，能夠?qū)⒖蛰d功耗降低至0.1W以內(nèi)，具體實測如下：
文末我會將原理圖以上傳，歡迎大家下載。