前面我們討論了關(guān)于TL431的偏置電流計(jì)算以及分壓電阻的計(jì)算，本文主要討論關(guān)鍵器件--光耦的特性以及在環(huán)路中的影響。
光耦合器在通常連接到電源的初級(jí)側(cè)和出于明顯安全原因與初級(jí)隔離的次級(jí)側(cè)之間提供光鏈路。該鏈接是通過 LED（光子）發(fā)出的光建立的，指向?qū)⑹占庾拥碾p極晶體管的基極。這會(huì)產(chǎn)生集電極電流，其強(qiáng)度取決于 LED 中的注入電流以及它發(fā)出的光通量強(qiáng)度。集電極中循環(huán)的電流量通過電流傳輸比 (CTR) 與 LED 中流動(dòng)的電流相關(guān)聯(lián)。正如之前的陣列所示，該 CTR 取決于 LED 電流、光電耦合器年齡和結(jié)溫。這就是光耦合器供應(yīng)商為您提供轉(zhuǎn)換器必須穩(wěn)定的兩個(gè)限制的原因。由于光電晶體管中的集電極-基極結(jié)必須用作光電探測(cè)器，因此制造商將其做得很大，以收集最大數(shù)量的光子。不幸的是，這會(huì)在收集器和基極之間帶來大電容，從而大大降低了可用帶寬。當(dāng)然，帶寬取決于集電極上拉電阻和相關(guān)的偏置電流。
一、光耦模型
圖1 突出顯示電容器位置的簡化光耦合器模型。
圖 1顯示了光耦合器的簡化表示，其中簡單地將電容器添加到電流控制電流源的輸出。 該電容器是極點(diǎn)存在的證據(jù)，并且可以根據(jù)在大多數(shù)數(shù)據(jù)表中描述的典型開關(guān)電路中測(cè)得的光耦合器的下降時(shí)間進(jìn)行評(píng)估。 數(shù)據(jù)表給出了在給定集電極電阻上測(cè)得的下降時(shí)間。 例如，在 SFH615A-X 上，SHARP 指定使用 1k 上拉電阻獲得的下降時(shí)間為 15us。 因此，電容值可以通過簡化公式獲得
為了改進(jìn)模型，當(dāng) LED 中注入過多電流時(shí)，具有零 Vf (N 0.01) 和 30 V 擊穿電壓的二極管將避免負(fù)集電極值。 此外，串聯(lián)的簡單電壓源代表晶體管飽和電壓。 圖 2 顯示了更新后的模型。
圖2 當(dāng) LED 中流過過多電流時(shí)，添加二極管有助于避免收斂問題。
確定 Cpole 的第二個(gè)選項(xiàng)是在光耦合器的極點(diǎn)與控制器的偏置方式相同時(shí)提取該極點(diǎn)。 一旦知道極點(diǎn)，我們就可以使用控制器上拉電阻值輕松計(jì)算等效 Cpole 值：
回顧各種基于 TL431 的電路，我們可以看到，我們添加到光耦合器的集電極或發(fā)射極的補(bǔ)償電容器與光耦合器等效電容器 Cpole 并聯(lián)。 如果這個(gè)等效電容器已經(jīng)大于計(jì)劃并聯(lián)的電容器，那么引入的最后一個(gè)極點(diǎn)取決于光耦合器，而不再取決于放置的電容器。 為此，當(dāng)設(shè)計(jì)寬帶寬電源時(shí)，必須采用小的上拉（1 至 4.7 k ）電阻，從而提高偏置電流。
二、極點(diǎn)提取
要提取光耦合器極點(diǎn)，您需要知道將其連接到的上拉電阻以及相應(yīng)的工作偏置電流（例如，NCP1216 為 20 k，以及 5 V 直流電源）。 然后按照?qǐng)D 3的建議在工作臺(tái)上連接光耦合器。 直流電源偏置 LED，將 VFB 節(jié)點(diǎn)定位到與標(biāo)稱轉(zhuǎn)換器功率相對(duì)應(yīng)的值：在這種情況下約為 3 V，帶來實(shí)際偏置電流。 調(diào)整 Vbias（或 Rbias）以達(dá)到目標(biāo)。 然后通過將在 VFB 上觀察到的隔直電容器 (Cdc) 注入正弦電壓。 確保 Vrms 的調(diào)制幅度足夠低，以 (1) 保持 VFB 不失真和 (2) 保持小信號(hào)分析。 觀察 VFB 包絡(luò)并增加調(diào)制頻率。 一旦包絡(luò)以 0.707 (–3 dB) 的比率下降，讀取頻率發(fā)生器：這就是極點(diǎn)位置。
圖3 SPICE 簡化了獲得光電耦合器極點(diǎn)位置所需的架構(gòu)。
在 SPICE 上，如果從 SPICE 供應(yīng)商的可用列表中選擇光耦合器型號(hào)，則可以如圖3所示進(jìn)行接線。 在 Vbias 上選擇適當(dāng)?shù)钠脮?huì)導(dǎo)致正確的工作電流 (VFB=3 V)。 然后從 10 Hz 到 100 kHz 進(jìn)行交流掃描，并繪制 VFB。 當(dāng)增益下降 -3 dB 時(shí)，這就是極點(diǎn)位置（圖 5）。 然后，讀取通過 Rpullup (Ic) 和 RLED (IF) 的電流可以得出所研究光耦合器的 CTR 值。
圖5 光標(biāo)指示 –3 dB 位置：此電路的 6.8 kHz。
現(xiàn)在很明顯，盡管在設(shè)計(jì) 2 類或 3 類放大器方面付出了很多努力，但在系統(tǒng)中插入另一個(gè)極點(diǎn)可能會(huì)破壞過去為獲得正確的帶寬和相位裕度所做的所有努力。 這一點(diǎn)很重要：光耦在這里扮演了叛徒的角色！ 在補(bǔ)償供應(yīng)時(shí)，絕對(duì)必須考慮其桿位及其自然 CTR 變化。 如果有選擇，請(qǐng)確保光耦合器中有足夠的電流流過，以便將此極點(diǎn)降低到更高的頻率。 例如，我們使用 SFH615A-1 并改變上拉電阻，同時(shí)測(cè)量極點(diǎn)位置：
在某些情況下，減小上拉電阻可能會(huì)導(dǎo)致更高的待機(jī)功耗（來自 Vcc 的更高偏置電流），因此必須找到一些折衷方案。 另一方面，如果你想要大帶寬，你需要有一個(gè)低集電極（或發(fā)射極）電阻。
三、計(jì)算極點(diǎn)
為了簡化補(bǔ)償技術(shù)，一個(gè)想法包括在第一次交流掃描期間將極點(diǎn)包括在開環(huán)增益中。 也就是說，與其最后檢查極點(diǎn)的影響，不如將其放入開環(huán)增益?zhèn)鬟f函數(shù)中，然后對(duì)其應(yīng)用補(bǔ)償技術(shù)。 圖6顯示了一個(gè)反激式轉(zhuǎn)換器，我們將上面的光電耦合器極點(diǎn)與掃描路徑（子電路 X5）串聯(lián)。 這是一個(gè)簡單的拉普拉斯方程，但等效的 RC 濾波器可以完成相同的工作。
圖6 極點(diǎn)現(xiàn)在與掃描路徑串聯(lián)出現(xiàn)。
k 因子說明了在流行的電流模式控制器（例如 UC384X 或 NCP1200 系列）中發(fā)生的內(nèi)部除以 3。 此應(yīng)用描繪了一個(gè)經(jīng)典的筆記本適配器 19 V/3A。掃描后，包含光耦合器極點(diǎn)的波特圖出現(xiàn)在圖7中。
圖7 完整的交流響應(yīng)，包括光耦合器極點(diǎn)。
從圖 3 中，通過電壓偏置點(diǎn)觀察 RLED 和 Rpullup 中的電流為我們提供了模型在這個(gè)特定偏置點(diǎn)的 CTR：CTR=2。當(dāng)然，從制造商數(shù)據(jù)表中知道真實(shí)的 CTR，您可以使用 這個(gè)數(shù)字代替補(bǔ)償計(jì)算。 給定一階響應(yīng)，我們將選擇類型 2 放大器并將 k 因子技術(shù)應(yīng)用于圖 7。 當(dāng)我們?cè)?CCM 中操作轉(zhuǎn)換器時(shí)，反激式轉(zhuǎn)換器表現(xiàn)出 RHPZ。 該 RHPZ 的最壞情況，即它在低頻部分折回的深度，發(fā)生在最小輸入電壓、最大占空比和最高輸出電流時(shí)。 根據(jù)此 RHPZ 位置，我們將被迫采用位于其最低位置 30% 的交叉點(diǎn)。 降壓-升壓或反激式轉(zhuǎn)換器的 RHPZ 位置如下：
對(duì)于反激式，Lsec 代表次級(jí)電感和負(fù)載 Rload。 它也可能是初級(jí)電感，但 Rload 則需要反映在初級(jí)電感上。 讓我們使用次級(jí)電感計(jì)算，其中 Lp 是初級(jí)（磁化）電感：
從方程，我們可以計(jì)算各種 RHPZ 位置。 仿真為我們提供了以下任意 50 V 輸入跨度的占空比變化：
在 6 Ω最大負(fù)載下，RHPZ 在：
從最小值，我們可以看到它的 30% 給出了 5 kHz 的理論最大可用帶寬。 超過這個(gè)值可能會(huì)產(chǎn)生振蕩。 我們的目標(biāo)是 4 kHz，包括一些安全裕度。 使用方程 有助于計(jì)算 70 相位裕度和 0 dB 補(bǔ)償為 11.3 dB 的所有補(bǔ)償元件。補(bǔ)償計(jì)算在以下頻率處放置一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)：
一旦將這些值傳遞給它們對(duì)應(yīng)的組件，就可以在 Verr（光耦合器集電極）上執(zhí)行最終的交流掃描，以查看補(bǔ)償后獲得的帶寬。在這種情況下，請(qǐng)確保從路徑中移除光耦合器極點(diǎn)。圖8描繪了結(jié)果。我們可以觀察到 3.8 kHz 交叉點(diǎn)和 71 相位裕度。增益裕度約為 10 dB，可以通過略微增加斜坡補(bǔ)償水平（在本例中為 50% 的斜率，24 kV/s）或降低帶寬來改善。由于 RLED 具有相當(dāng)高的值，因此檢查前幾行中突出顯示的所有偏置條件是否有足夠的電流在電路中循環(huán)非常重要。最后將執(zhí)行瞬態(tài)步驟以驗(yàn)證轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)定性。由于自動(dòng)補(bǔ)償計(jì)算，很容易改變相位裕度并查看瞬態(tài)響應(yīng)如何移動(dòng)。圖9描繪了應(yīng)用原理圖，其中 3 V 齊納二極管鉗位最大電流偏移，與 UC384X 或 NCP1200 完全一樣。輸出在 1 us 內(nèi)從 1 A 步進(jìn)到 4 A。具有三個(gè)不同相位裕度的不同負(fù)載響應(yīng)如圖9 所示。
圖8 最后的交流掃描在人工極點(diǎn)移除之后進(jìn)行。
圖9階躍負(fù)載很好地表明了補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)所獲得的穩(wěn)定性。
圖10改變相位裕度會(huì)導(dǎo)致不同的恢復(fù)時(shí)間。
現(xiàn)在我們解決該技術(shù)的實(shí)際問題：
1、LED 電阻器在這里起著重要作用，因?yàn)樗O(shè)置了中頻增益。 很少有人真正關(guān)注它，但如果你想認(rèn)真對(duì)待環(huán)路補(bǔ)償，那么你就不能忽視它的作用。 上面的示例說明 RLED 的值為 11.3 k。 超過 19 V，它讓 LED 電流增加到 (19-1-2.5)/11.3k =1.4 mA。 現(xiàn)在需要檢查該電流乘以光耦合器 CTR 后是否允許完整的反饋電平擺動(dòng)。 否則，您可能需要選擇更高點(diǎn)擊率的設(shè)備，例如 SFH615A–3 或 4（100/200% 或 160/320%）。 在 TL431 中強(qiáng)制超過 1 mA 的外部偏置在這里顯然是強(qiáng)制性的。 一種可能的選擇在于通過從反饋引腳添加另一個(gè)電阻到參考電平（如果可用）或添加到 Vcc 引腳來從外部減少上拉電阻。 在上面的例子中，將 Rpullup 減少到 8 k（例如，使用 NCP1200）得到 4.51 k 的 RLED，當(dāng)然其余組件也被更新。
2、討論由 k 因子或任何其他技術(shù)施加的極點(diǎn)位置很重要。 由于放置該極點(diǎn)的電容器與內(nèi)部等效光耦合器電容器并聯(lián)，因此除了噪聲過濾之外，它有時(shí)幾乎沒有影響。 例如，上述值建議與 6.8 nF 等效極點(diǎn)并聯(lián)接線的 Cpole 值為 310 pF。 帶或不帶 Cpole 的交流掃描環(huán)路增益顯示沒有區(qū)別，這是正常的。 然而，如果從反饋引腳到光電耦合器的銅線很長，一個(gè) 330 pF 的小電容器非常靠近引腳和控制器接地之間的集成電路，不會(huì)對(duì)抗擾度造成任何損害。
3、如果 Fsw/2 處的雙極點(diǎn)看起來過于尖峰，則次諧波振蕩會(huì)影響增益裕度。 可以注入更多斜坡，但有將電流模式轉(zhuǎn)換為電壓模式的風(fēng)險(xiǎn)，或者更早地降低增益。